題名
共鳴トンネルダイオードを用いた テラヘルツ無線送信器の設計理論
指導教員 須原 理彦 教授
平成
30
年2
月16
日 提出首都大学東京大学院 理工学研究科 電気電子工学専攻
学修番号
16882307
氏名 奥村 直人学位論文要旨（修士（工学））
論文著者名 奥村 直人 論文題名：共鳴トンネルダイオードを用いたテラヘルツ無線送信器の設計理論
光ファイバ通信ネットワークの展開，インターネットの普及に始まり，情報通信社会は発展を続 け，今日では通信技術は極めて重要な基盤技術の一つとなっている．
情報通信社会の発展に伴うデータ通信量は増加の一途を辿り，
2030
年には年間ゼタバイト級にま で到達すると予測されており，とりわけ2006
年のスマートフォンの登場以降，無線通信によるデー タ通信容量が急激に増加している．通信容量の拡大に向けた最も簡易で効果的な手段は周波数帯域の広帯域化であるが，現在産業利 用されている無線通信デバイスの動作周波数帯域は概ね占有されている．他方では，限られた周波 数資源を効率的に活用することで通信容量拡大を実現するための多重化方式が考えられている．し かしながら多重化技術を実現するためには，システムの複雑化，消費電力の増加は不可避であり，ハ イエンドユーザ向けの仕様となってしまう．
上記の
1.)
周波数資源の逼迫問題2,)
ハイエンドユーザ仕様といった背景を受け，私達の研究グ ループは共鳴トンネルダイオード(RTD)
を用いた小型・簡易構成のデバイスによる低消費電力なテ ラヘルツ無線通信システムの実現を目指している．テラヘルツ帯は，現在周波数の割り当てがなされていないため，この広い帯域を利用することで，
高度な多重化技術を要せずに大容量無線通信を実現することが期待できる．
RTD
は共鳴トンネル効果により非対称・非線形な電流電圧特性を示し，単体で微分負性抵抗(NDR)
を生じる．そのため，簡易なデバイス構成で発振器を作製することが可能であり，且つその動作周波数はテラヘルツ帯まで及ぶ．
2010
年にアンテナと一体集積したRTD
発振器において1.04THz
というテラヘルツ動作が初めて確認され，現在では1.98THz
の発振報告がレコードである．テラヘルツ動作の実証に加えて，
RTD
送信デバイスでのテラヘルツ通信実験も行われているが，2012
年時点では540GHz
で3Gbit/s
という，キャリア周波数に対して1/100
以下の通信容量であっ た．この極限性能を決定するのは出力の大きさである．一般に固体電子デバイスでは，動作周波数 と出力の間にトレードオフ関係を有するため．高速化すると雑音耐性が劣化し，通信容量が低下す る．特にRTD
の出力はµW
級と非常に小さく，高出力化は必須である．現在では
500GHz
帯および800GHz
帯を利用した28Gbit/s
というキャリア周波数に対して1/20
程度の伝送容量まで性能が向上しているが，高出力化によってさらなる大容量通信の実現が期待で きる．
また
,
テラヘルツデバイスにおいては従来設計指針の適用が必ずしも可能ではなく，テラヘルツ帯 を利用するためのデバイスの構成要素の特性解析から集積デバイスの協調設計まで一貫した理論体 系が必要となる.
そこで本研究では，大容量テラヘルツ無線通信の実現を目指し，構成要素から集積 デバイスまで包括的に特性理論解析を行い，無線送信器の設計理論を確立することを目的とした．本論文は
6
章から成り，各章の概要は以下のとおりである．第
1
章は序論として，テラヘルツ無線通信に着目した背景を説明し，RTD
無線送信器の実現に向 けた課題と本研究の目的および位置づけを示す．第
2
章では本研究が目指すRTD
発振器の具体的な仕様と，構成要素についての基礎事項について 記す．RTD
やアンテナの動作原理や特徴について基本事項をまとめ，構成要素の採用理由とデバイ ス設計に向けたアプローチを説明するとともに，デバイスの本質的機能を担うRTD
の設計について 議論する．第
3
章では電磁界解析を用いてアンテナ集積RTD
発振器の構造設計を行う．RTD
とアンテナの 一体集積，バイアス供給や発振制御を目途とした外部構造，基板を含めたデバイス単体から高出力 化を目指したアレイ構造まで記す．さらに，動特性解析に向けたデバイスの等価回路翻訳を行う．第
4
章では回路解析を用いてRTD
発振器の動特性を議論する．RTD
の非線形電流電圧特性を考 慮した大信号回路解析手法によりデバイスの動特性を解析するとともに，電磁界解析手法と併せて デバイスモデリングのアルゴリズムを確立する．さらに，それらの議論を汎用化するため，一般的 なRTD
発振器の回路モデルを用いてvan der Pol
系に属する振動子としての数学的な考察を行う．第
5
章では大容量情報伝送を実現するための変調手法およびデバイス構造設計について記す．簡 易な変調手法による大容量通信の可能性を秘めた光ファイバ無線(RoF)
技術を適用するため，フォ トダイオード(PD)
をRTD
発振器に集積させた無線送信器の構造を設計し，その変調性能を解析 する．第
6
章は結論として，本研究の成果を総括し今後の課題を述べる．本研究の成果をまとめ，具体 的なデバイス設計例を示すとともに，さらなる考察が求められる点や今後の課題を示す．目次
論文要旨 i
第1章 序論 1
1.1
はじめに. . . . 1
1.2
大容量無線通信の実現に対する課題と取り組み. . . . 2
1.2.1
大容量無線通信の需要. . . . 2
1.2.2
通信容量の拡大手法と課題点. . . . 3
1.3
テラヘルツ無線通信の実現に向けた動向と課題. . . . 5
1.3.1
テラヘルツ技術の動向. . . . 5
1.3.2
テラヘルツ無線通信の特徴. . . . 6
1.3.3
テラヘルツ無線通信の実現に向けた波源デバイスの課題. . . . 8
1.4
本論文の研究目的と位置づけ. . . . 11
1.5
本論文の構成. . . . 12
第2章 送信デバイス設計に向けた共鳴トンネルダイオードの非線形
I-V
特性予測 142.1
はじめに. . . . 14
2.2
共鳴トンネルダイオード(Resonant Tunneling Diode : RTD) . . . . 15
2.2.1 RTD
の高周波化に向けた開発動向. . . . 15
2.2.2
共鳴トンネル効果に起因する非線形電流電圧特性. . . . 16
2.3
弛張振動発振器の基本構造. . . . 19
2.3.1
微分負性抵抗を利用した自励振動. . . . 19
2.3.2
広帯域アンテナとのモノリシック集積構造. . . . 22
2.3.3
弛張振動発振器の設計に向けた課題. . . . 23
2.4
デバイス設計に向けた解析手法. . . . 25
2.5 RTD
の非線形I-V
特性の理論予測. . . . 27
2.5.1 Voigt
関数を用いたトンネル確率表現. . . . 27
2.5.2 RTD
の非線形I-V
特性の理論予測式. . . . 30
2.5.3 Transfer Matrix
法を用いた透過確率計算. . . . 33
2.5.4
種々のI-V
特性を得るためのRTD
の構造設計. . . . 40
2.6
まとめ. . . . 43
第3章 電磁界解析によるテラヘルツ発振器設計 44
3.1
はじめに. . . . 44
3.2
発振器構造設計. . . . 45
3.2.1
自己補対形状ボウタイアンテナ集積RTD
構造の設計. . . . 45
3.2.2
高指向性・広帯域化に向けた外部構造設計. . . . 57
3.2.3
基板構造設計. . . . 66
3.3
アレイ発振器設計. . . . 73
3.4
動特性解析に向けた等価回路設計. . . . 78
3.4.1
粒子群最適化理論. . . . 78
3.4.2 L
字型半導体メサの等価回路設計. . . . 80
3.4.3
ボウタイアンテナの等価回路設計. . . . 81
3.4.4
外部構造の等価回路設計. . . . 85
3.4.5
動特性解析に向けたRTD
発振器の等価回路モデル. . . . 87
3.5
まとめ. . . . 89
第4章 RTD発振器の回路解析 90
4.1
はじめに. . . . 90
4.2
動特性解析手法を用いた発振器設計. . . . 91
4.2.1
大信号非線形回路解析. . . . 91
4.2.2
特性傾向把握のための各種特性解析. . . . 97
4.3 Li´enard
振動子理論に基づく振動解析. . . . 111
4.3.1 Li´enard
方程式の導出. . . . 111
4.3.2
リミットサイクル近傍の引き込み現象. . . . 114
4.3.3
振動モードの理論予測. . . . 117
4.3.4
提案デバイスへの適用. . . . 124
4.4
まとめ. . . . 127
第5章 光ファイバ無線技術の応用を目指したOOK方式無線送信器の設計 128
5.1
はじめに. . . . 128
5.2
光ファイバ無線技術の適用による超高速変調手法. . . . 129
5.2.1 RTD
の変調技術に関する動向. . . . 129
5.2.2
光ファイバ無線技術を用いた超高速OOK . . . . 130
5.2.3
高速動作を実現するUTC-PD . . . . 132
5.3 RTD
テラヘルツ無線送信器の構造設計. . . . 134
5.3.1
情報伝送速度の上限律速要因. . . . 134
5.3.2
大信号非線形回路解析によるUTC-PD
集積位置の検討. . . . 135
5.3.3 RTD
弛張振動テラヘルツ無線送信器の構造設計. . . . 136
5.4 RTD
テラヘルツ無線送信器の動特性解析. . . . 144
5.4.1
伝送線路の等価回路モデリング. . . . 144
5.4.2 RTD
テラヘルツ無線送信器の伝送容量特性解析. . . . 146
5.5
まとめ. . . . 158
第6章 総括 159
6.1
本研究の成果. . . . 159
6.2
共鳴トンネルダイオードを用いたテラヘルツ無線送信器の設計. . . . 161
6.3
今後の課題. . . . 167
参考文献 168
業績一覧 174
謝辞 176
図目次
1.1
世界のデータトラフィック推移[1] . . . . 2
1.2
日本における電波の使用状況[2] . . . . 4
1.3
テラヘルツ帯の位置づけ. . . . 5
1.4
テラヘルツ技術応用の広がり[3] . . . . 6
1.5
伝送速度の推移およびキャリア周波数との関係[4] . . . . 7
1.6
大気減衰特性と推奨される通信距離[4] . . . . 8
1.7
変調方式毎の占有帯域幅と消費電力の関係. . . . 8
1.8
本論文の構成. . . . 13
2.1
典型的なRTD
構造と電流発生要因. . . . 16
2.2
典型的なRTD
の電流電圧特性. . . . 17
2.3 DBRTD
とTBRTD
のI-V
特性. . . . 18
2.4
負性抵抗素子を持つ発振回路ブロック. . . . 19
2.5 RTD
発振回路と動作点図. . . . 20
2.6 RTD
の振動モード. . . . 21
2.7
自己補対アンテナの例. . . . 22
2.8
ボウタイアンテナ集積RTD
のデバイス構造. . . . 23
2.9
放射効率と指向性保持が広帯域で実現できなかった場合の弛張振動放射. . . . 24
2.10
解析手法毎の特徴. . . . 25
2.11
散乱による波動関数の減衰の時間領域波形と周波数領域波形. . . . 28
2.12
接合界面の構造不均一. . . . 28
2.13
ローレンツ関数計算例. . . . 29
2.14
ガウス関数計算例. . . . 29
2.15
ΓL依存Pseudo-Voigt(Γ
G=11.8[meV])
．実線：Pseudo-Voigt
関数，点線：ローレンツ関数
. . . . 30
2.16
ΓG依存Pseudo-Voigt(Γ
L=55.0[meV])
．実線：Pseudo-Voigt
関数，点線：ガウス関数30 2.17
単一障壁への進行波，後退波. . . . 34
2.18
バイアスのかかった山型ポテンシャル. . . . 36
2.19
ポテンシャルの微小分割. . . . 37
2.20
単一障壁における透過確率計算(a)L = 2[nm] (b)L = 10[nm] (c)L = 30[nm] . . . . . 39
2.21 L = 2[nm]
におけるポテンシャル分割幅∆z変化時の透過確率計算. . . . 40
2.22
透過確率計算例(a) [5]
のRTD
構造(b)
準位依存の透過確率. . . . 40
2.23 [5]
のRTD
に対するI-V
フィッティング. . . . 41
2.24
バンド構造(a)
ゼロバイアス時(b)
順バイアス時. . . . 41
2.25
構造変化に伴うI-V
特性(a)
量子井戸幅変化時(b)
障壁層厚さ変化時. . . . 42
3.1
ボウタイアンテナ一体集積RTD
の構造(a)
集積構造の模式図(b)
断面図(c) RTD
の 模式図. . . . 45
3.2
アンテナ-RTD
接触部の構造(a)
先行研究[6] (b)
本研究. . . . 46
3.3
半導体メサアドミタンス. . . . 46
3.4 BTA
アドミタンス. . . . 46
3.5
集積アドミタンス. . . . 46
3.6 RTD
アドミタンス比較. . . . 47
3.7 BTA
アドミタンス比較. . . . 47
3.8
集積アドミタンス比較. . . . 47
3.9
ボウタイアンテナ集積RTD
の放射効率特性. . . . 48
3.10
電磁界解析モデル. . . . 48
3.11 800GHz
電流密度分布. . . . 48
3.12 2.7THz
電流密度分布. . . . 48
3.13
ダイポールアンテナアドミタンス特性. . . . 49
3.14
放射効率特性比較. . . . 49
3.15 1THz
電流密度分布. . . . 50
3.16 3THz
電流密度分布. . . . 50
3.17
ダイポール1THz
放射. . . . 50
3.18 1THz
近傍電界強度分布. . . . 50
3.19 1THz
近傍磁界強度分布. . . . 50
3.20
ダイポール3THz
放射. . . . 50
3.21 3THz
近傍電界強度分布. . . . 50
3.22 3THz
近傍磁界強度分布. . . . 50
3.23
ボウタイ800GHz
放射. . . . 51
3.24 800GHz
近傍電界強度分布. . . . 51
3.25 800GHz
近傍磁界強度分布. . . . 51
3.26
ボウタイ2.7THz
放射. . . . 51
3.27 2.7THz
近傍電界強度分布. . . . 51
3.28 2.7THz
近傍磁界強度分布. . . . 51
3.29 BTA
アドミタンス実部. . . . 52
3.30 BTA
アドミタンス虚部. . . . 52
3.31 D = 100[
µm] . . . . 53
3.32 D = 200[
µm] . . . . 53
3.33 D = 300[
µm] . . . . 53
3.34 D = 100[
µm] . . . . 53
3.35 D = 200[
µm] . . . . 53
3.36 D = 300[
µm] . . . . 53
3.37
アンテナサイズ毎の放射効率. . . . 54
3.38 D = 100 , 3THz . . . . 54
3.39 D = 200 , 3THz . . . . 54
3.40 D = 300 , 3THz . . . . 54
3.41 D = 200 , 1.5THz . . . . 54
3.42 D = 300 , 1THz . . . . 54
3.43 D = 300 , 2THz . . . . 54
3.44
アドミタンスのアンテナ開き角度依存性. . . . 55
3.45
放射効率のアンテナ開き角度依存性. . . . 55
3.46 90
°, 3THz . . . . 55
3.47 30
°, 3THz . . . . 55
3.48 0
°（ダイポール）, 3THz . . . . 55
3.49
電界面放射パターン. . . . 56
3.50
磁界面放射パターン. . . . 56
3.51
電界面，磁界面の定義図. . . . 56
3.52
要請される機能を備えた外部構造の回路モデル. . . . 57
3.53
要請される機能を備えた外部構造モデル. . . . 58
3.54
配線モデルと構造パラメータ. . . . 58
3.55
薄膜抵抗モデルと構造パラメータ. . . . 58
3.56
外部構造の詳細モデル. . . . 59
3.57
外部構造アドミタンス特性. . . . 60
3.58
外部構造放射効率特性. . . . 60
3.59
外部構造の電流密度分布. . . . 60
3.60
出力付与簡易図. . . . 61
3.61
出力付与によるアドミタンス比較. . . . 61
3.62
出力端付与放射効率比較. . . . 61
3.63
放射効率特性比較. . . . 61
3.64 900GHz
電流密度分布. . . . 61
3.65
電界面放射パターン. . . . 62
3.66
磁界面放射パターン. . . . 62
3.67
遠方界放射パターン3THz . . . . 63
3.68
近傍電界分布3THz . . . . 63
3.69
近傍磁界分布3THz . . . . 63
3.70
両端外部構造付与モデル. . . . 63
3.71
放射効率特性比較. . . . 64
3.72 1100GHz
電流密度分布. . . . 64
3.73
電界面放射パターン. . . . 64
3.74
磁界面放射パターン. . . . 64
3.75
遠方界放射パターン3THz . . . . 65
3.76
近傍電界分布3THz . . . . 65
3.77
近傍磁界分布3THz . . . . 65
3.78
外部構造なし800GHz . . . . 65
3.79
バイアス側外部構造900GHz . . . . 65
3.80
両側外部構造1.1THz . . . . 65
3.81
外部構造なし3THz . . . . 65
3.82
バイアス側外部構造3THz . . . . 65
3.83
両側外部構造3THz . . . . 65
3.84
基板付与発振器モデル. . . . 66
3.85
基板厚さ100
µm
遠方界パターン300GHz . . . . 67
3.86
基板厚さ200
µm
遠方界パターン300GHz . . . . 67
3.87
基板厚さ300
µm
遠方界パターン300GHz . . . . 67
3.88
基板厚さ100
µm
電界分布300GHz . . . . 67
3.89
基板厚さ200
µm
電界分布300GHz . . . . 67
3.90
基板厚さ300
µm
電界分布300GHz . . . . 67
3.91
基板厚さ100
µm
磁界分布300GHz . . . . 67
3.92
基板厚さ200
µm
磁界分布300GHz . . . . 67
3.93
基板厚さ300
µm
磁界分布300GHz . . . . 67
3.94
基板厚さ100
µm
遠方界パターン900GHz . . . . 68
3.95
基板厚さ200
µm
遠方界パターン900GHz . . . . 68
3.96
基板厚さ300
µm
遠方界パターン900GHz . . . . 68
3.97
基板厚さ100
µm
電界分布900GHz . . . . 68
3.98
基板厚さ200
µm
電界分布900GHz . . . . 68
3.99
基板厚さ300
µm
電界分布900GHz . . . . 68
3.100
基板厚さ100
µm
磁界分布900GHz . . . . 68
3.101
基板厚さ200
µm
磁界分布900GHz . . . . 68
3.102
基板厚さ300
µm
磁界分布900GHz . . . . 68
3.103
基板厚さ100
µm
遠方界パターン1.5THz . . . . 69
3.104
基板厚さ200
µm
遠方界パターン1.5THz . . . . 69
3.105
基板厚さ300
µm
遠方界パターン1.5THz . . . . 69
3.106
基板厚さ100
µm
電界分布1.5THz . . . . 69
3.107
基板厚さ200
µm
電界分布1.5THz . . . . 69
3.108
基板厚さ300
µm
電界分布1.5THz . . . . 69
3.109
基板厚さ100
µm
磁界分布1.5THz . . . . 69
3.110
基板厚さ200
µm
磁界分布1.5THz . . . . 69
3.111
基板厚さ300
µm
磁界分布1.5THz . . . . 69
3.112
配線除去磁界分布900GHz . . . . 70
3.113
配線，基板除去磁界分布900GHz . . . . 70
3.114 y
方向基板長さ対称磁界分布900GHz . . . . 70
3.115
比較解析を行う基板形状(a)
発振器直下(b)
余白50
µm
直方体(c)
余白50
µm
円柱70 3.116
基板形状違いによる遠方界放射パターン. . . . 72
3.117
アレイ配置. . . . 73
3.118
アレイ構造を用いることによる高出力化，高指向性化. . . . 74
3.119
基板構造の異なるアレイ発振器の放射パターン比較. . . . 75
3.120
素子間距離の異なるアレイ発振器の放射パターン比較. . . . 76
3.121
バイアス配線付与アレイ発振器構造. . . . 76
3.122
バイアス配線付与アレイ発振器の電磁界特性. . . . 77
3.123
重み付け係数と計算手法の安定性．文献p82
図2.28
を引用[7] . . . . 79
3.124 L
字型半導体メサ等価回路モデル. . . . 80
3.125
インピーダンスフィッティング. . . . 80
3.126
アドミタンスフィッティング. . . . 80
3.127
ボウタイアンテナの等価回路モデル(a)
先行研究(b)
簡易モデル. . . . 81
3.128
アドミタンスフィッティング. . . . 82
3.129
放射効率フィッティング. . . . 82
3.130
等価回路における放射効率の計算. . . . 82
3.131
アドミタンスフィッティング. . . . 83
3.132
放射効率フィッティング. . . . 83
3.133
自己補対アンテナ特性を考慮したボウタイアンテナ等価回路モデル. . . . 84
3.134
アドミタンスフィッティング. . . . 85
3.135
放射効率フィッティング. . . . 85
3.136
インピーダンスフィッティング. . . . 86
3.137
アドミタンスフィッティング. . . . 86
3.138
共振特性を考慮した外部構造の等価回路モデル. . . . 86
3.139
インピーダンスフィッティング. . . . 87
3.140
アドミタンスフィッティング. . . . 87
3.141
狭帯域等価回路モデル. . . . 87
3.142
広帯域等価回路モデル. . . . 88
4.1
特性傾向把握のための狭帯域等価回路. . . . 91
4.2
解析対象デバイス. . . . 93
4.3
各部電流，電圧波形. . . . 95
4.4
外部構造モデル違いの計算結果. . . . 96
4.5
広帯域回路モデル. . . . 96
4.6
周波数フィッティング範囲違いによる特性誤差. . . . 96
4.7
回路モデル毎の放射効率特性. . . . 97
4.8
外部構造形状と回路パラメータ. . . . 98
4.9
発振性能のチョークインダクタンス依存性. . . . 99
4.10
構造式に基づく抵抗，インダクタンスの長さ依存性. . . . 99
4.11
バイアス配線位置に起因するL
cの発振特性への影響の違い. . . . 101
4.12
発振特性の外部構造依存性. . . . 102
4.13
発振モードの比較. . . . 102
4.14
発振周波数-
放射パワーマップ. . . . 103
4.15
アンテナサイズ違い発振特性. . . . 104
4.16 RTD#2
の発振器の時間波形の計算例. . . . 107
4.17
異なるI-V
特性における発振軌道の計算例. . . . 107
4.18 RTD#1,#2,#3
の発振特性マップ. . . . 108
4.19
非線形因子µe f f による発振モード評価. . . . 108
4.20
電流量違いI-V
特性の発振特性. . . . 109
4.21 RTD
発振器の簡易等価回路モデル. . . . 111
4.22 f (x), g(x),
d fdτ,dgdτ,F(x)
の計算例. . . . 115
4.23 Li´enard
方程式計算例. . . . 116
4.24
原点付近傍の拡大図. . . . 116
4.25
発振条件，振動モード比較計算例. . . . 119
4.26
リミットサイクル軌道と空間速度マップの計算例. . . . 120
4.27
発振周波数式の予測精度比較. . . . 122
4.28
非線形性因子µ により異なる速度マップの計算例. . . . 122
4.29
高速軌跡を考慮した発振周波数式の予測精度比較. . . . 124
4.30
提案デバイスの等価回路変換. . . . 124
4.31
提案発振器モデルのR
e f f，L
e f f，µe f f の計算例と信号解析による発振周波数，アド ミタンス解析. . . . 125
4.32
提案発振器モデルに対する発振周波数式の予測精度比較. . . . 126
5.1
光ファイバ無線システムの基本構成. . . . 131
5.2
本研究が目指すTHz
無線送信器の構成ブロック図と適用. . . . 132
5.3 pin-PD
とUTC-PD
のバンド図の比較. . . . 133
5.4
安定/
不安定状態を利用したOOK
変調手法. . . . 134
5.5
振動モード毎のOOK
数値実験[8]
．(a)
正弦波モード(b)
弛張振動モード. . . . . 135
5.6 UTC-PD
集積位置違いの変調特性比較. . . . 136
5.7 UTC-PD
集積模式図. . . . 137
5.8
半導体積層構造[9, 10] . . . . 138
5.9
光電流伝送線路の構造模式図. . . . 138
5.10
構築したCAD
モデル. . . . 138
5.11
放射パターン比較図. . . . 139
5.12
光電流伝送線路の構造模式図. . . . 140
5.13
半導体メサのポート設定と回路モデル. . . . 141
5.14
半導体メサのS
パラメータ(a)RTD(b)PD . . . . 142
5.15
伝送線路のS
パラメータ解析(a)
線路長依存性(b)
構造依存性(50
µm) . . . . 143
5.16
伝送線路の等価回路モデル(a)T
型インピーダンスブロック(b)
詳細回路モデル. . 144
5.17
伝送線路のY
パラメータPSO
フィッティング. . . . 145
5.18 UTC-PD
等価回路モデル. . . . 146
5.19 UTC-PD
等価回路モデル. . . . 146
5.20
変調速度違いのOOK
時間波形. . . . 146
5.21
変調構造集積時発振特性マップ. . . . 147
5.22 C
j，C
T Lの発振特性への影響. . . . 148
5.23
変調特性解析等価回路モデル. . . . 149
5.24
伝送線路の等価回路フィッティング精度. . . . 149
5.25 V
OFF= 0.85[V]
における入力信号強度の異なる変調時間解析. . . . 150
5.26
異なるオフ電圧において要請される電流強度. . . . 151
5.27
信号切替時の過渡応答. . . . 152
5.28
変調信号伝送線路の回路パラメータが変調過渡応答に及ぼす影響. . . . 153
5.29
発振モード制御外部構造の回路パラメータが変調過渡応答に及ぼす影響. . . . 154
5.30
伝送容量上限の解析対象回路. . . . 156
5.31
定常発振特性マップ. . . . 156
5.32
伝送容量上限マップ. . . . 157
6.1 RTD
無線送信器の性能理論解析,
構造設計シナリオ. . . . 162
6.2 RTD
無線送信器の設計フロー1 . . . . 163
6.3 RTD
無線送信器の設計フロー2 . . . . 164
6.4 RTD
無線送信器の設計フロー3 . . . . 165
6.5 300GHz
弛張振動無線送信器の構造設計. . . . 166
表目次
2.1 RTD
発振素子の研究開発動向. . . . 15
2.2
区間⃝ ∼1 ⃝4の電流，電圧の微分係数の符号組み合わせ. . . . 21
2.3
実測データ[5]
のフィッティングパラメータ （図2.23
）. . . . 41
3.1
材料定数表. . . . 47
3.2
ボウタイアンテナサイズと共振周波数. . . . 52
3.3
外部構造の材料定数表. . . . 58
3.4
外部構造の構造パラメータ表. . . . 59
3.5
基板材料定数表. . . . 66
3.6
半導体メサの回路パラメータ表. . . . 80
3.7
ボウタイアンテナの狭帯域回路パラメータ表. . . . 81
3.8
先行研究におけるボウタイアンテナの回路パラメータ表. . . . 83
3.9
ボウタイアンテナの広帯域回路パラメータ表. . . . 85
3.10
外部構造の狭帯域回路パラメータ表. . . . 86
3.11
外部構造の広帯域回路パラメータ表. . . . 87
4.1
図4.1
の等価回路パラメータ. . . . 93
4.2
図4.5
の等価回路パラメータ. . . . 94
4.3 RTD#1,#2,#3
のフィッティングパラメータ. . . . 107
4.4
発振条件解析パラメータセット. . . . 118
5.1
伝送線路のフィッティングパラメータL
T L= 50
µm . . . . 145
5.2
変調解に用いる狭帯域回路パラメータ. . . . 149
5.3
変調解析に用いる広帯域回路パラメータ. . . . 156
第
1
章序論
1.1
はじめに1888
年のHertz
による電磁波の発見以来，帯域毎で異なる電磁波の特性を活かし，無線通信に始まり様々な形で利用することで，人間社会は発展を続けている．エレクトロニクスに基づく動作 周波数の高周波化，オプティクスに基づく低周波化が次々に実現されていく中で，テラヘルツ帯は 現在に至るまで産業的に利用されていない未開拓の周波数帯として残されている．テラヘルツ帯と
はおよそ
100GHz
∼10THz
の電波と光の中間領域であり，特に本研究では電波法により定義された100GHz∼3THz
以下を指す．この周波数帯は，イメージング，各種計測，情報処理，超高速通信などへの利用に大きな期待が寄せられている
[3]
．特にテラヘルツ帯を用いた無線通信は近年のデータトラフィック増加に伴う容量拡大の需要を満 たす有力なアプローチのひとつとして注目されている．
一方，電子デバイスのテラヘルツ波源は一般に出力が小さく，また位相や周波数の精密な制御は 困難な状況にある．これらは通信の伝送容量に密接に関わる重要な要素技術であり，今後の改善が 期待されるところである．
本章では，大容量通信のニーズが高まっている社会的背景と容量拡大に向けた課題，テラヘルツ 波全般とテラヘルツ波源にデバイスについて述べ，本研究の目的と位置づけを示す．
1.2
大容量無線通信の実現に対する課題と取り組み1.2.1
大容量無線通信の需要1980
年代に始まったデジタル化は加速を続け，私達の身の回りの生活様態から産業構造やビジネ スモデルまで大きな変革を引き起こしており，デジタルデータ量は増加の一途を辿り2020
年には年 間ゼタバイト級のデータトラフィックにまで到達する見込みである．現代においてはこれらデジタ ルコンテンツを授受する情報通信技術は社会を支える重要な基盤技術となっている．情報通信社会を支えている基幹技術は光ファイバ通信である．
1960
年に誕生したレーザの小型高 効率化，光ファイバの伝送損失の低減により，1980
年代後半の長距離電話網への導入，1990
年代の 通信事業者による光ファイバネットワークの全国展開および太平洋・大西洋の海底ケーブルの敷設 等の発展を遂げた．今日では情報を速く，遠くへ伝送することが当たり前のこととなっており，現 在の光ファイバ通信の基幹線では，10Tbit/s
程度の通信容量を持っている．一方で，無線通信のデータトラフィック量が近年著しく増加している．
1990
年代中頃に爆発的に 普及したインターネットを介したサービスが高品質化したこと，およびそれらサービス・コンテン ツを場所を問わずに取り扱うことができる機器が増えたことが要因であり，特に2006
年に登場した スマートフォンの普及によってトラフィックが激増している．図
1.1
に世界のデータトラフィックの推移を示す．2015
年から2020
年にかけて，年平均成長率22%
で増加し，特にモバイルデータの成長率は年平均53%
と高い水準で増加していくことが予想さ れている．さらに，トラフィックをコンシューマとビジネスのセグメントで考えると，コンシュー マが全体の8
割程度の比率を占め，さらにその80%
程度がビデオトラフィックであり．4K
，8K
と いった超精細映像やハイレゾ音源といったサービスの高品質化に伴うトラフィックの混雑が危惧さ れる．図1.1 世界のデータトラフィック推移[1]
さらに，あらゆるものがインターネットに繋がる
IoT
，機器間通信のM2M
等の発展により様々な 産業でデータを活用する取り組みが導入されつつある．今後もネットワークに接続される機器が増 加していくことが予想され，それらの接続，通信には配線レスの特徴を持ち設置場所を問わずに情 報の授受を行える無線通信システムが極めて有効になる．1.2.2
通信容量の拡大手法と課題点データトラフィックの増加に伴う通信の混雑を回避するために，通信容量の拡大が重要な課題で ある．通信容量の理論限界はシャノンリミットと呼ばれ，
(1.1)
式で定義される．C = Blog
2(
1 + S
N
)(1.1)
通信容量C
を向上させるには，帯域幅B
を広く取るか，S/N
比を大きくとり，最適な変調を行えば 良い．なお，現在の技術レベルにおいてもこのシャノンリミットへの到達は不可能である．シャノンリミットに従うと，通信容量拡大に向けた最も簡易で効果的な手法は利用する帯域を広 げることである．しかし，既存の周波数帯域はレーダーや無線通信，放送や気象衛星・電波天文等，
様々な用途に割り当てられており，容易に利用する周波数帯域を拡大することは困難である．
特に現在の無線通信システム，あるいは無線通信デバイスが動作可能な周波数帯域は既にほぼ占 有されており，図
1.2
の2016
年3
月現在における日本の電波の周波数割り当ての様子が示すよう に，周波数資源の逼迫という問題が生じている．一方では，このような周波数資源の逼迫を受け，限られた周波数帯域を効率的に利用すること で，容量拡大を実現する多重化方式が研究・運用されている．
MIMO(Multi-Input Multi-Output)
に 代表される空間多重化，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)
，QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)
といった周波数多重化，コグニティ ブ無線通信に代表される時間多重化等，システムに応じた多重化方式が存在する．しかし，これら 多重化を利用するためには，システム，デバイスの複雑化と消費電力の増大が不可避となり，設備 投資やコストの増加を厭わない研究機関や企業向けのハイエンド仕様となってしまう．上記の
1.)
周波数逼迫，2.)
多重化利用時のハイエンド仕様の2
点が主な課題となり，今後無線通 信の中でも通信容量拡大が急務となるであろうコンシューマ向けの通信容量拡大には困難が生じて いる．図1.2 日本における電波の使用状況[2]
1.3
テラヘルツ無線通信の実現に向けた動向と課題1.2
節で述べた問題を回避するコンシューマ向けの通信容量拡大の新たなアプローチとして，テラヘルツ
(THz)
帯の利用が考えられる．本節ではテラヘルツ帯の特徴や技術の研究開発動向，特に本研究が焦点を当てているテラヘルツ無線通信に関して述べる．
1.3.1
テラヘルツ技術の動向図1.3 テラヘルツ帯の位置づけ
テラヘルツ波は
100GHz∼10THz
，波長にして3mm∼30
µm
の，電波と光の中間に位置する周波数 帯である（図1.3
）．電波は3THz
以下の周波数であると電波法に定義されており，残された最後の無 線周波数資源である．THz
波は電波の透過性と光の直進性を併せ持つ電磁波であり，その特徴を活 かした様々な応用が期待されている（図1.4
）．中でも，センシング，無線通信の分野に対しては期待 が大きく，非常に早いスピードで研究開発が進められ，関連論文数が飛躍的に伸びている[11–15]
．THz
帯利用の研究開発が進むとともに，その周波数割り当ての国際標準化の議論も進展している．現在特定の用途へ割り当てられている周波数は
275GHz
までであった．国際電気通信連合の無線通 信部門ITU-R(International Telecommunication Union Radiocommunications Sector)
では，無線通信 規則RR(Radio Regulations)
の改正等を討論する世界無線通信会議WRC(World Radio Conference)
を3∼4
年に一度開催しており，2015
年の会議WRC-15
では，2019
年の会議WRC-19
において275
∼450GHz
における陸上移動通信及び固定通信サービスに関して，周波数帯を特定する検討を行うことが正式決定した．これに向けて，現在
275
∼450GHz
のTHz
帯の応用について議論が活発に なっている．一方IEEE802
による民間の標準化では，300GHz
帯を用いた100Gbps
級の無線通信の 標準化を目指した規格IEEE 802.15.3d
の完了に向けて進められている．いずれの取り組みも2020
年を目処に一通りの標準化作業が完了する見込みとなっており，テラヘルツ無線通信の実用化は近 い将来のものとなっている．図1.4 テラヘルツ技術応用の広がり[3]
1.3.2
テラヘルツ無線通信の特徴無線通信の大容量化に向けてのアプローチを再度簡単にまとめると，以下の
2
点になる．1.
広帯域を利用し，単純な変調方式を用いて通信を行う．2.
高度なデジタル信号処理技術を利用し，限られた周波数帯域を高効率で使用する．光学分野の応用として光波を自由空間で伝搬させる赤外線無線
FSO(Free Space Optics)
の高速利用 といった手段もあるが，本論文は電子デバイスの立場のものであり，詳細は省く．図
1.5(a)
に，近年の伝送速度の経年推移を示している．有線通信においては代表格であるLAN(Ethernet)
による100Gbps
の速度が既に商用化されており，現在は400Gbps
に向けた標準化が進行している．無線通信はその後を追って，
2020
年頃には100Gbps
級に到達する見込みである．また，一般に，帯域幅
B
を広くとるためには，キャリア周波数は高いほうがよく，図1.5(b)
の無線 通信におけるキャリア周波数と伝送速度の関係が示すように，開発されている技術において，キャ リア周波数の増加に従って伝送速度が向上していることが分かる．(1.1)
式のシャノンリミットに従えば，周波数割り当てがなされていないTHz
帯を利用することで任意に広い帯域を確保し，高度なデジタル処理技術を用いずとも
ASK
やOOK
等の単純な変調方式 でも大容量化が可能である．また，将来的に全ての周波数帯において高度な変調技術が簡易な構成且つ低消費電力で導入され，
帯域当たりの利用効率を高効率化できれば，さらに数倍の伝送速度が実現されると考えられる．
図1.5 伝送速度の推移およびキャリア周波数との関係[4]
ここで，テラヘルツ波を無線通信に利用することのメリットについて述べる．まず第一に，そ の大容量性である．第
4
世代移動通信(4G)
の実効速度はダウンリンク（基地局から端末へ）は60
∼70Mbps
，アップリンク（端末から基地局へ）は6
∼20Mbps
である．2020
年を目処に導入を目指している次世代の
5G
においては，平均0.1∼1Gbps
，最大で20Gps
が目標値とされている．一方，テラヘルツ無線通信では
100Gbps
級の光ファイバーと同等の伝送速度が実現可能性を秘めており，4G
の約1000
倍，5G
においても5
∼100
倍の大容量化が見込める．第二に，局所的，非干渉な安全な通信を行える点である．
THz
波は直進性が強く物体を回り込む ことが困難であるため，送受信機がともに直接見通せる位置関係にある必要があるが，他のチャネ ルとの干渉を避けることができる．また，THz
波の最も重要な特性の一つは，大気減衰特性である．図
1.6
に大気減衰の周波数依存性を示す．1THz
を超える周波数では，大気中に存在する水蒸気や酸 素分子による吸収が著しく，わずか1m
の伝搬で1/10
以上減衰してしまうため，長距離の通信は困 難である．しかし，数cm
程度の極近距離の通信を想定すると，非常に安全な局所的通信が行える．第三に，デバイスの小型化が可能である点である．電波の送受信にはアンテナを使用するが，ア ンテナの直径は同等のアンテナ利得を想定すると，周波数に反比例する．
5G
での利用が考えられている
28GHz
帯と比較すると，300GHz
においては直径約1/10
，面積にして1/100
となりデバイスの小型化が可能である．
第四に，低消費電力化を実現できる点である．テラヘルツ波を用いることで送信器側では変調に 高度な多重化技術を用いずに大容量情報伝送が実現できるため，低消費電力化が実現できることは
既に述べた．さらに，変調方式によって受信器側での消費電力も異なる．図
1.7
の通信方式毎の占 有帯域幅と消費電力の関係性が示すように，THz
帯の広帯域を利用したASK
やOOK
等の簡易な変 調方式を用いることで，送受信双方で低消費電力化の実現が期待できる．図1.6 大気減衰特性と推奨される通信距離[4] 図1.7 変調方式毎の占有帯域幅と消費電力の関係
1.3.3
テラヘルツ無線通信の実現に向けた波源デバイスの課題テラヘルツ無線通信を行うためには当然ながら
THz
波を生成する必要であり，実用化に向けて 様々な波源・光源が研究開発されている．テラヘルツ波/
光源は大きく分けてフォトニクス技術に 基づくものとエレクトロニクス技術に基づくものの2
種類に分類できる．フォトニクス技術に基 づくTHz
光源の発生方法は主にレーザ光を非線形光学結晶等の波長変換素子に入社してTHz
波 を発生させるものである．光源の種類としては自由電子レーザ[16, 17]
や量子カスケードレーザ(QCL) [18–20]
，光パラメトリック発振器[21]
，光伝導スイッチ[22–24]
等がある．これらは主に医療・セキュリティー分野において計測，検知，分析といったイメージングに関する用途に用いられて おり，代表的な例として，テラヘルツ時間領域分光法
(THz-TDS)
等がある．しかし，上記の光学装 置は装置自体が大型であることや，レーザを安定発振させるために冷却装置が必要であるなど，コ ストとスペースが必要となるため，無線通信の用途には適用が困難である．コンシューマ向けの
THz
波の通信利用に向けては，コンパクトで手軽な固体THz
波源素子 が有効であり，エレクトロニクス技術に基づく電子デバイスが提案されている．例えば，IM-
PATT
ダイオード(Impact Avalanche and Transit Time) [25, 26]
やTUNNETT(TUNNel injection and
Transit Time)
ダイオード[27, 28]
，Gunn
ダイオード[29, 30]
，HBT(Hetero junction Bipolar Tran-
sistor) [31, 32]
，HEMT(High Electron Mobility Transistor) [33, 34]
，共鳴トンネルダイオード(RTD
: Resonant Tunneling Diode)
，単一走行キャリアフォトダイオード(UTC-PD : Uni-carrier Transit Carrier PhotoDiode) [35, 36]
などがある．上記THz
動作が確認されているデバイスの中でTHz
電 波の放射が確認されているのはRTD
とUTC-PD
である．近年では，UTC-PD
を用いて，235GHz
帯における16QAM
変調方式を用いた100Gbps
伝送実験，300GHz
帯におけるASK
変調を用いた20Gbps
伝送実験が報告された[37, 38]
．ただし，UTC-PD
がTHz
波を発生させるためには波長の異なるレーザ光源が外部に必要となり，コンシューマ向けの波源としては適用が難しい．
一方，
RTD
は他のデバイスに比べて発振周波数決定に大きく影響する寄生容量を削減することが 可能で，且つ単体で微分負性抵抗(NDR : Negative Differential Resistance)
を生じ，室温動作が可能 であるためコンパクトな構成を実現できる．これらの特徴はコンシューマ向けTHz
波源として極め て有効であると考え，本研究ではTHz
波源としてRTD
に着目している．RTD
は，1985
年に初めて室温下での発振が報告されて以来[39]
，導波管を用いた構造の研究が なされてきた．1991
年に712GHz
の動作報告がなされたが[40]
，作製上の問題で高速化が困難にな り，アンテナとのモノリシック集積構造が主流になった．2010
年には1.05THz
の発振報告がなさ れ[41]
，2018
年1
月現在でのレコードは1.98THz
となっている[42]
．1THz
を優に超える発振が可能となった一方で，RTD
無線送信デバイスには伝送容量の大容量化 に向けて課題となっている点が大きく2
点ある．1
点目は，出力の小ささである．RTD
発振器の出 力は一般に数µW
と非常に微弱であり，大気減衰の効果も考えるとmW
級の出力が必要となると予 想される．一般に固体THz
素子は動作周波数限界の増加に伴い，出力が低下するため，広帯域を利 用する(
シャノンリミットのB
：大)
にも関わらず，S/N
比が低下する(
シャノンリミットの NS：小)
というトレードオフ関係によって，伝送容量が十分拡大されない，あるいは悪条件であれば小さく なってしまうということが起こりうる．2
点目は，変調手法による変調速度限界である．現在RTD
のTHz
波は位相や周波数の精密な制 御が困難であるため，簡単な通信方式にならざるを得ない．主な変調方式はバイアスの直接変調に よりRTD
の容量，および微分負性コンダクタンスを変調し振幅変調を実現するというものである．この直接変調方式においてはバイアス
T
を形成するデバイス構造によって伝送容量が律速され，キャリア周波数を増加させることの恩恵が十分に得られない
[43]
．なお現在，RTD
送信デバイスで のテラヘルツ通信実験では，500GHz
帯および800GHz
帯を利用した28Gbps
というキャリア周波 数に対して1/20
程度の伝送容量が報告されている[15]
．出力の増大によるS/N
比の改善，および適 切な変調手法の適用によってさらなる大容量化が予想される．またテラヘルツデバイスにおいては，配線や構成要素の結合部での損失増大を避けるためのモノ リシック集積構造が適切である．集積構造の適切な設計が行われていない場合，インピーダンス不
整合や，動作周波数とアンテナの放射特性の不整合等による出力低下に起因する伝送容量低下に繋 がり得る．
RTD
と周辺構造の構成によって動作周波数が決定されること等も含め，テラヘルツデバ イスの開発に向けては複数の特性の関係性を考慮した最適構造を設計する必要がある．しかし，現状では構成要素の特性解析からデバイス全体の最適設計まで一貫した理論体系が確立 していない．
上記の
1.)
低出力，2.)
変調速度限界，3.)
デバイス設計に向けた理論体系の不在．の3
点が本研究 の着目するコンシューマ向けテラヘルツ無線通信システムにおける送信デバイスの課題である．1.4
本論文の研究目的と位置づけ本研究では，上記の課題点解決に向け，
RTD
の弛張振動モードおよび光ファイバ無線(RoF)
技術 を用いたテラヘルツ無線送信器の実現に向けての特性理論解析とその結果に基づくデバイス設計理 論の確立を目的とした．具体的には，
RTD
の非対称/
非線形な電流電圧特性を物理に基づいて精度良く表現できる理論モデ ルと、アンテナ，バイアス回路等の周辺構造を組み合わせて独自にモデル化した等価回路を用いた 非線形大信号解析，および材料特性，集積構造を考慮した3
次元電磁界解析を用いた連成解析手法 により特性解析を行った．さらに，RTD
発振器全般に適用可能な性能理論予測を可能にする数学モ デルを確立し特性解析結果と併せて種々の所望性能に合わせたRTD
無線送信デバイスの設計理論を 構築した．本研究の特徴は，
![図 1.2 日本における電波の使用状況 [2]](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/123deta/10130751.1964639/21.892.94.786.161.644/図12日本における電波の使用状況2.webp)
![図 1.4 テラヘルツ技術応用の広がり [3]](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/123deta/10130751.1964639/23.892.282.604.181.461/図14テラヘルツ技術応用の広がり3.webp)
![図 2.22 透過確率計算例 (a) [5] の RTD 構造 (b) 準位依存の透過確率](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/123deta/10130751.1964639/57.892.152.780.520.785/図222透過確率計算例a5のRTD構造b準位依存の透過確率.webp)
![図 3.31 D = 100[ µ m] 図 3.32 D = 200[ µ m] 図 3.33 D = 300[ µ m] 図 3.34 D = 100[ µ m] 図 3.35 D = 200[ µ m] 図 3.36 D = 300[ µ m] 各サイズにおけるボウタイアンテナ単体の放射効率特性を図 3.37 に示す．サイズが大きくなるほ どに，放射効率の平均は大きくなっており，広帯域化が実現されていると言える． また，サイズによる放射指向性への影響を検討する．各サイズにおける 3THz の遠方界放射](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/123deta/10130751.1964639/70.892.112.791.148.652/サイズおけるボウタイアンテナサイズ大きく大きく言えるまた.webp)
