第 4 章 楕円関数フィルタ 100
4.5 設計例
4.5.5 両端短絡共振器
していることが分かる．このとき(a)に示した結果から整合も放射損失の影響を受 け，若干の悪化が見られる．したがって，通過帯域内の挿入損失に関して，シー ルド後もシールド前と同程度の整合が得られた場合，さらに挿入損失は小さくな ると考える．
-100 -80 -60 -40 -20 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
-0.10 -0.05 0.00
2.4 2.5 2.6
|S21| [dB]
Frequency [GHz]
Frequency [GHz]
f1=3.5 GHz f1=3.2 GHz f1=3.0 GHz
|S21| [dB]
(a) SB = 40 dB
-100 -80 -60 -40 -20 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
-0.10 -0.05 0.00
2.4 2.5 2.6
|S21| [dB]
Frequency [GHz]
Frequency [GHz]
f1=3.5 GHz f1=3.2 GHz f1=3.0 GHz
|S21| [dB]
(b) SB = 50 dB
-100 -80 -60 -40 -20 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
-0.10 -0.05 0.00
2.4 2.5 2.6
|S21| [dB]
Frequency [GHz]
Frequency [GHz]
f1=3.5 GHz f1=3.2 GHz f1=3.0 GHz
|S21| [dB]
(c) SB = 60 dB
図 4.41: SB及びf1による図4.40に示したフィルタの特性の変化
表 4.7: 各阻止レベルSBにおける図4.40に示したフィルタの素子値 (a)SB = 40 dB
f1 = 3.5 GHz f1 = 3.2 GHz f1 = 3.0 GHz Z1 33.83 Ω 51.38 Ω 82.71 Ω Z21 106.4 Ω 106.4 Ω 106.4 Ω Z22 94.30 Ω 94.30 Ω 94.30 Ω
Zg1 100 Ω 100 Ω 100 Ω
l11 42.83 mm 46.84 mm 50.00 mm l12 17.13 mm 13.12 mm 9.993 mm l21 26.65 mm 26.65 mm 26.65 mm l22 33.72 mm 33.72 mm 33.72 mm lg1 29.98 mm 29.98 mm 29.98 mm
(b)SB = 50 dB
f1 = 3.5 GHz f1 = 3.2 GHz f1 = 3.0 GHz Z1 33.20 Ω 50.43 Ω 81.18 Ω Z21 51.11 Ω 51.11 Ω 51.11 Ω Z22 42.68 Ω 42.68 Ω 42.68 Ω
Zg1 100 Ω 100 Ω 100 Ω
l11 42.83 mm 46.84 mm 50.00 mm l12 17.13 mm 13.12 mm 9.993 mm l21 25.25 mm 25.25 mm 25.25 mm l22 35.59 mm 35.59 mm 35.59 mm lg1 29.98 mm 29.98 mm 29.98 mm
(c)SB = 60 dB
f1 = 3.5 GHz f1 = 3.2 GHz f1 = 3.0 GHz Z1 32.92 Ω 50.00 Ω 80.48 Ω Z21 25.86 Ω 25.86 Ω 25.86 Ω Z22 19.58 Ω 19.58 Ω 19.58 Ω
Zg1 100 Ω 100 Ω 100 Ω
l11 42.82 mm 46.84 mm 50.00 mm l12 17.13 mm 13.12 mm 9.993 mm l21 23.35 mm 23.35 mm 23.35 mm l22 38.49 mm 38.49 mm 38.49 mm lg1 29.98 mm 29.98 mm 29.98 mm
図4.41に示した特性より，通過帯域においては，帯域幅，リプル幅共にSBと f1の影響はほぼ受けていない．ただし，f1が低くなるにつれて通過帯域高域での リプル幅が増加する傾向がある．また，通過帯域近傍の阻止域について，低域側 では阻止レベルはSBよりも5〜10 dBほど減少しており，f1が低くなるに従って 阻止レベルも小さくなっている．しかし，そのときの阻止帯域は阻止レベルの大 きさとトレードオフの関係になるので，阻止レベルと阻止帯域の関係からSBの 決定には注意が必要である．
さらに表4.7に示した素子値から，SB = 60 dBの際に約20 Ωと特性インピーダ ンスが小さな値となり，実現性に問題があるものの，他のSBでのインピーダン
ス値は実現可能な範囲に収まっている．したがって，4.5.3項および4.5.4項と同様 に，各パラメータをSB = 50 Ω，f1 = 3.20 GHzとする．
また，表4.3に諸元を示した基板上に構成したときの回路パターンを図4.42に 示し，電磁界シミュレータによって得られた特性を，誤差の検討のために図4.13 に示す集中定数回路と図4.40に示す分布定数線路による特性とを併せて図4.43に 示す．
Unit : mm 2.3
18.325.7
3.1
0.7 9.634.5
2.4
22.9 22.9
23.3
Via 0.5
Port 1 Port 2
99.5
69.2 26.3
図 4.42: 1,3段目の共振器が両端短絡共振器の場合の楕円関数BPFの回路パターン
図4.43に示した特性から，分布定数線路による特性においては，f0付近で楕円 関数特性が得られていることが確認できる．また，1段目および3段目の共振器 に両端短絡共振器を用いたことによって，3.2 GHzに減衰極が実現しており，通過 帯域近傍の阻止帯域において高域側で阻止レベルを75.0 dBとすることができて いる．
他方，電磁界シミュレータで計算した特性において，通過帯域は中心周波数が
2.46 GHz，中心周波数における挿入損失は1.30 dBとなっている．通過帯域近傍の
阻止域では，高域側の阻止レベルが82.2 dBとなっている．これらの分布定数線路 の場合との差異は，分布定数線路では考慮されていなかった線路の不連続部の影
-30 -20 -10 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
|S11| [dB]
Frequency [GHz]
Lumped circuit Distributed circuit EM
(a)シミュレーション結果（S11）
-100 -80 -60 -40 -20 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
|S21| [dB]
Frequency [GHz]
Lumped circuit Distributed circuit EM
(b)シミュレーション結果（S21）
-100 -80 -60 -40 -20 0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
|S11|,|S21| [dB]
Frequency [GHz]
|S11|
|S21|
-5 -4 -3 -2 -1 0
2.3 2.4 2.5 2.6
|S21| [dB]
Frequency [GHz]
(c)測定結果
図 4.43: 1,3段目の共振器が両端短絡共振器の場合の楕円関数BPFの回路パター
ンの特性
響やViaの影響，導体損失の影響，回路からの放射損失の影響などによるものと 考えられる．回路基板サイズは99.5×69.2mm2であり，線路長はεrによる波長短 縮のために，表4.7(b)に示した値よりも小さな値となっている．
また，実測結果では中心周波数が2.45 GHzであり，中心周波数における挿入
損失は1.60 dBとなっており，通過帯域近傍の阻止域では，低域側では1.76から
22.0 GHzの範囲において阻止レベルは42.4 dBとなり，高域側では阻止レベルは
54.7 dBとなった．電磁界シミュレータによる計算結果と比較して通過帯域高域側
において阻止レベルが約27 dBとなっている．これは測定器のダイナミックレン ジなど，測定誤差の影響によるものと考えられるが，他の部分では概ね電磁界シ ミュレーションと概ね一致した特性となった．
したがって，1,3段目の共振器として両端短絡共振器を用いた場合，4.5.2項に示 した短絡スタブを用いた場合と比較して，通過帯域近傍の阻止域での特性は低域 側での阻止レベルが約4 dB悪化しているものの，高域側では仕様の50 dBよりも
約5 dB大きな阻止レベルを実現できている．このことから，通過帯域近傍の阻止 域において，通過帯域低域側よりも高域側により大きな阻止レベルを必要とする ような仕様に対しては，本項で示す回路構成を用いることにより対応できる．
最後に，通過帯域内における放射損失の影響を検討するため，製作した回路パ ターンをシールドケースに入れて図4.44に示すように測定を行った．このとき，蓋 を閉じてシールドを施し，得られた測定結果を図4.45にそれぞれ示す．
図 4.44: 1,3段目の共振器が両端短絡共振器の場合の測定の様子
図4.44に示した回路パターンはシールドケースの大きさに合わせるために，50 Ω 伝送線路を励振線として用いている．また，図4.45(b)に示した測定結果から，通 過帯域内の約2.4 GHzから2.5 GHzの範囲においてシールド後に挿入損失が低減 していることが分かる．