1 LTE LTE UMTS LTE GPP LTE LTE UE OFDM O

Keysight Technologies

3GPP Long Term Evolution

システムの概要、製品開発、テスト上の問題

Application Note

このアプリケーション・ノートでは、

3GPP

（

3rd Generation

Partnership Project

）で開発中の、

UMTS

（

Universal Mobile

Telecommunication System

）の

LTE

（

Long Term Evolution

）に

ついて説明します。特にマルチ入力マルチ出力（

MIMO

）の

LTE

での マルチアンテナ手法と、

LTE

のアップリンクで用いられる

SC-FDMA

と呼ばれる新しい変調方式について詳細に説明しています。また、

LTE

製品の開発を加速し、規格策定の進行に対応した測定ツールが 求められるため、このアプリケーション・ノートでは、

Keysight

の

LTE

デザイン／検証／テスト・ソリューションのラインナップについても 紹介します。

3GPP LTE

規格

2009

年

6

月現在

目次

1 LTE

の概念

...3

1.1

はじめに

... 3

1.2 LTE

要件のまとめ

... 4

1.3 UMTS

規格の歴史

... 5

1.4

このアプリケーション・ノートにおける

LTE ... 6

1.5 3GPP LTE

仕様のドキュメント

... 6

1.6

システム・アーキテクチャの概要

... 7

2 LTE

エア・インタフェースの無線機能

...11

2.1

無線アクセス・モード

... 11

2.2

伝送帯域幅

... 11

2.3

サポートされる周波数バンド

... 12

2.4

シングル・ユーザのピーク・データ・レートと

UE

機能

... 13

2.5

ダウンリンクのテクノロジー：

OFDM

と

OFDMA ... 14

2.6

アップリンクのテクノロジー：

SC-FDMA ... 17

2.7

マルチアンテナ手法の概要

... 24

2.8 LTE

マルチアンテナ方式

... 27

3 LTE

エア・インタフェースのプロトコル

...32

3.1

物理層の概要

... 33

3.2

物理チャネルと変調（

36.211

）

... 34

3.3

多重化とチャネル・コード化（

36.212

）

... 43

3.4

物理層プロシージャ（

36.213

）

... 46

3.5

物理層測定（

36.214

）

... 49

3.6

無線リソース管理（

36.133

）

... 52

4 RF

コンフォーマンス・テスト

...58

4.1 UE

の

RF

コンフォーマンス・テスト

... 59

4.2 UE

の

RRM

コンフォーマンス・テスト

... 62

4.3 eNB

の

RF

コンフォーマンス・テスト

... 65

5 LTE

製品開発の問題

...69

5.1

デザインのシミュレーションと検証

... 70

5.2

アップリンク／ダウンリンク信号の作成

... 73

5.3

ベースバンド解析

... 74

5.4

アップリンク／ダウンリンク信号の解析

... 76

5.5 UE

の開発

... 77

5.6 UE

のプロトコル開発とコンフォーマンス・テスト

... 78

5.7

ネットワークの配備と最適化

... 79

6

今後の展望

...81

6.1 IMT-Advanced

の高い要件

... 82

6.2 LTE-Advanced

ソリューションに関する提案

... 83

6.3

まとめ

... 86

3

1

 

LTE

の概念

1.1

 はじめに

W-CDMA

をベースにした第

3

世代

UMTS

は、世界中で採用されています。このシステムが 今後も競争力を維持できるように、

2004

年

11

月、

3GPP

は、

UMTS

携帯電話テクノロジーの 長期的な発展を規定するためのプロジェクトを開始しました。この作業に関連する仕様の 正式名称は

E-UTRA

（

evolved UMTS terrestrial radio access

）と

E-UTRAN

（

evolved

UMTS terrestrial radio access network

）ですが、プロジェクト名

LTE

で呼ぶ方が一般的

です。

LTE

の最初のバージョンは、

3GPP

仕様の

Release 8

で文書化されています。

SAE

（

System Architecture Evolution

）と呼ばれるパラレル

3GPP

プロジェクトでは、

EPC

（

Evolved Packet Core

）と呼ばれる新しい

All-IP

パケット専用コア・ネットワーク（

CN

）を定 義しています。

EPC

と

evolved RAN

の組み合わせである

E-UTRA plus E-UTRAN

は、

EPS

（

evolved Packet System

）です。状況によっては、

LTE

、

E-UTRA

、

E-UTRAN

、

SAE

、

EPC

、

EPS

のいずれの用語も、システムの一部またはすべてを表すのに用いられる場合もありま す。

EPS

は、システム全体を表す唯一の適切な用語ですが、システムの名前は通常、

LTE/

SAE

または単に

LTE

と記されます。

3GPP

の

LTE

に対する上位レベルの要件には、

1

ビットあたりのコストの削減、より優れた サービスの提供、新しい周波数バンドと既存の周波数バンドの柔軟な使用、オープン・インタ フェースによるネットワーク・アーキテクチャの簡素化、端末の消費電力の低減があります。 これらの要件は、

LTE

実現可能性調査、

3GPP

テクニカル・レポート

25.912

［

1

］、および

LTE

要件ドキュメント

25.913

［

2

］に詳しく説明されています。

LTE

の開発スケジュールが図

1

に示されています。これには、

GCF

（

Global Certification

Forum

）のコンフォーマンス・テストや

LSTI

（

LTE/SAE Trial Initiative

）によって実施されて

いるトライアルに加えて、

3GPP

の仕様のドラフト作成作業も含まれています。

LSTI

は、

LTE

の機能、性能評価や機器の相互接続検証、フィールド試験など、

LTE

の商用化のために活動 している団体です。

LSTI

の作業は

4

つの段階に分かれています。第

1

段階は、必ずしも仕様 に準拠しているとは限らない初期のプロトタイプを使用した

LTE

および

SAE

の基本原理の 概念実証です。第

2

段階は

IODT

（相互運用性の開発テスト）で、規格に準拠していますが、 必ずしも商用とは限らないプラットフォームを使用した、より詳細なテスト段階です。第

3

段 階は

IOT

（相互運用性テスト）で、適用範囲は

IODT

と類似していますが、商用配備を目的に したプラットフォームを使用します。最終段階は顧客によるトライアルで、

GCF

が最初の

UE

を

3GPP

コンフォーマンス・テストに備えて認証すると見込まれる、

2010

年中頃までには実 施される予定です。

2009

年中頃以降になると予測されますが、実際の日付は業界の状況や 進捗次第です。 図1. LTEの開発スケジュール

2005

2006

2007

2008

2009

2010

2011

2012

Rel-7実現可能性の調査 Rel-8仕様作成 Rel-8テスト開発 GCFテスト検証 最初の GCF UE認証 最初の トライアル・ ネットワーク 最初の商用 ネットワーク ワークの展開商用ネット LSTI概念実証 LSTIIODT LSTI IOT LSTIの親しい顧客によるトライアル Rel-7実現可能性の調査 Rel-8仕様作成 Rel-8テスト開発 GCFテスト検証 最初の GCF UE認証 最初の トライアル・ ネットワーク 最初の商用 ネットワーク ワークの展開商用ネット LSTI概念実証 LSTIIODT LSTI IOT LSTIの親しい顧客によるトライアル

1.2

 

LTE

要件のまとめ

25.913

で概説された

LTE

の要件を満足するために、

LTE

では、以下の実現を目指しています。

̶

ダウンリンクとアップリンクのピーク・データ・レートの増加（表

1

を参照）。ダウンリンク

は、

64QAM

変調方式を用いる場合に

SISO

（シングル入力シングル出力）および

MIMO

（マルチ入力マルチ出力）アンテナ構成として仕様化され、アップリンクは、

SISO

として のみ（ただし、さまざまな変調方式で）仕様化されています。これらは、理想的な無線条 件での

FDD

（周波数分割デュプレックス）エア・インタフェースの場合です。特定の

UE

カ テゴリについては、より低いレートが仕様化されています。理想的でない無線条件での 性能要件も作成されました。

TDD

については、

25.912

に同等の図があります。 ̶

アップリンクとダウンリンクで

1.4

、

3

、

5

、

10

、

15

、

20 MHz

のスケーラブルなチャネル 帯域幅 ̶

スペクトラム効率を

Release 6 HSPA

（高速パケット・アクセス）よりダウンリンクで

3

∼

4

倍、アップリンクで

2

∼

3

倍改善 ̶

小さいサイズのインターネット・プロトコル（

IP

）パケットで

5 ms

未満の遅延 ̶

0

∼

15 km/h

の低速モバイル用に最適化された性能。

15

∼

120 km/h

では高性能で サポート、

120

∼

350 km/h

でも動作可能。

350

∼

500 km/h

に対するサポートは検討中。 ̶

All-IP

ネットワークに向けての進化と従来規格との共存

表1. TR 25.912 V7.2.0 Table 13.1および13.1aからのLTE（FDD）ダウンリンク／ アップリンクのピーク・データ・レート

FDDダウンリンクのピーク・データ・レート（64QAM）

アンテナ構成 SISO 2×2 MIMO 4×4 MIMO

ピーク・データ・レート（Mbps） 100 172.8 326.4

FDDアップリンクのピーク・データ・レート（単一アンテナ）

変調方式 QPSK 16QAM 64QAM

5

1.3

 

UMTS

規格の歴史

表

2

に、

LTE

に向けた

3GPP UMTS

仕様の進化の概要を示します。

3GPP

仕様の各リリース は、定義された機能セットを表します。各リリースの内容の概要については、

www.3gpp.

org/releases

を参照してください。機能凍結日は、リリースへの新項目の追加ができなくな る日付と関係があります。これ以降の仕様の変更は重要な修正に限られます。

Release 99

以降、

3GPP

は、リリースにその年にちなんだ名前を付けることを止め、

Release 4

から始まった新しい方式を選択しました。

Release 4

では、

TD-SCDMA

（

Time

Domain Synchronous Code Division Multiple Access

）とも呼ばれる、

1.28 Mcps

の狭 帯域バージョンの

W-CDMA

が導入されました。続く

Release 5

では、

Release 97

（

1998

） の

GSM

に対する

GPRS

（

General Packet Radio Service

）と同様の方法で、

HSDPA

（

High

Speed Downlink Packet Access

）によりパケット・ベースのデータ・サービスが

UMTS

に導 入されました。

UMTS

用のパケット・データは、

Release 6

で完成し、

HSUPA

（

High Speed

Uplink Packet Access

）が追加されました。このテクノロジーの公式の用語は

E-DCH

（

Ehanced Dedicated Channel

）です。

HSDPA

と

HSUPA

は現在、総称して

HSPA

（

High

Speed Packet Access

）と呼ばれています。

Release 7

には、実現可能性の調査の終了に伴 う

LTE/SAE

に関する第

1

次調査結果が盛り込まれました。また、ダウンリンク

MIMO

、

64QAM

（ダウンリンク）、

16QAM

（アップリンク）など、

HSPA

にさらに改良が加えられました。

Release 8

では、

HSPA

は進化し続け、デュアル・セル

HSDPA

や

64QAM-MIMO

など、多くの

小さな機能が追加されています。しかし、

Release 8

では主に、

LTE

と

SAE

の仕様化に取り組

んでいます。

Release 8

以降の作業も進行中で、

LTE

は

Release 10

でさらに機能強化され、

4G

としてよく知られている、国際電気通信連合（

ITU

）の

IMT-Advanced

プログラム向けの

候補テクノロジー、

LTE-Advanced

として提案される予定です。

3GPP

にはこの他にも、

GERAN

（

GSM Enhanced RAN

）や

IMS

（

Internet Protocol

Multimedia Subsystem

）など、表

2

に示されていない標準化活動があります。

表2. UMTS仕様の進化

Release 機能凍結 リリースの主なUMTS機能

Rel-99 2000年3月 Basic 3.84 Mcps W-CDMA（FDD & TDD）

Rel-4 2001年3月 1.28 Mcps TDD（別名TD-SCDMA）

Rel-5 2002年6月 HSDPA

Rel-6 2005年3月 HSUPA（E-DCH）

Rel-7 2007年12月 HSPA＋（64QAMダウンリンク、MIMO、16QAMアップリンク）

LTE/SAEフィージビリティ・スタディ

Rel-8 2008年12月 LTE作業項目： OFOMA/SC-FDMAエア・インタフェース

1.4

 このアプリケーション・ノートにおける

LTE

3GPP LTE

は、大ざっぱに

"3.9G"

と呼ばれる複数の進化する

3G

無線規格の

1

つです。その 他の規格には、以下があります。

̶

3GPP HSPA+

̶

3GPP EDGE Evolution

̶

Mobile WiMAX

TM_（

_{IEEE 802.16e}

_{）、韓国の}

_{Telecommunications Technology}

Association

（

TTA

）によって開発された初期の

WiBro

を含みます。

どの規格もスペクトラム効率の改善という点で同様の目標を掲げていて、最大の帯域幅と 最高のシングルユーザ・データ・レートを目標としています。スペクトラム効率を改善するた

めに、高次の変調方式と、基本的な送信／受信ダイバーシティから高度な

MIMO

空間ダイ

バーシティまでのさまざまなマルチアンテナ・テクノロジーを使用します。

3.9G

規格のうち、

EDGE Evolution

と

HSPA+

は、既存のテクノロジーを直接拡張したもの

です。

Mobile WiMAX

は、既存の

IEEE 802.16d

規格をベースにしたもので、

WiBro

では

実装が制限されていました。上にリストされている規格の中で、「新規」と見なされるのは

LTE

だけです。

3GPP2

により開発が進められてきた別の

UMB

（

Ultra Mobile Broadband

）

規格への取り組みは、

LTE

を優先して、

2008

年

11

月に中止されました。

1.5

 

_{3GPP LTE}

仕様のドキュメント

3GPP

仕様の

Release 7

に、

LTE

の

study phase

が含まれました。この調査結果は複数の

テクニカル・レポートにまとめられ、そのなかの

25.912

と

25.913

は注目されてきました。

LTE E-UTRA

と

E-UTRAN

の仕様自体は、以下のカテゴリから構成される

Release 8

の

36

シリーズに盛り込まれています。

̶

36.100

シリーズ：無線仕様と

eNB

（

evolved Node B

）コンフォーマンス・テストをカバー ̶

36.200

シリーズ：レイヤ

1

（物理層）仕様をカバー ̶

36.300

シリーズ：レイヤ

2

および

3

エア・インタフェース・シグナリング仕様をカバー ̶

36.400

シリーズ：ネットワーク・シグナリング仕様をカバー ̶

36.500

シリーズ：

UE

コンフォーマンス・テストをカバー ̶

36.800

および

36.900

シリーズ：バックグランド情報を含むテクニカル・レポート

SAE

の仕様は、

Release 8

の

22

シリーズ、

23

シリーズ、

24

シリーズ、

33

シリーズに盛り込ま れています。また、

Release 9

でも並行して作業が進められています。

LTE

と

SAE

のドキュメントの最新バージョンについては、

http://www.3gpp.org/ftp/specs/latest/Rel-8/

をご覧ください。

7

1.6

 システム・アーキテクチャの概要

図

2

（技術仕様

23.882

［

3

］から引用）に、現在の

2G/3G

セルラ・ネットワークの複雑さを示し

ます。

EPC

と呼ばれる

All-IP

パケット専用コア・ネットワークを定義するための

SAE

プロジェクトに

は、このアーキテクチャの簡素化を目指す

3GPP

の動きがあります。

LTE

のいくつかの目標

を満足させるには、

EPC

の実装も必要になります。

LTE

のサポートに加えて、

EPC

は、従来の

3GPP

（

UTRAN

、

GERAN

）と

3GPP

以外（

cdma2000

、

802.16

など）の

RAN

（無線アクセス・ ネットワーク）をサポートしています。 IMS TE MT UTRAN SMS-SC EIR TE MT 課金 システム* R Um GERAN WAG Uu HLR/AuC* HSS* R C Wn Wp Wu WLAN UE Ww イントラネット／ インターネット Wa Wm Wf Iu Gn Gb, Iu Gf Gr Gd Ga Gi Gn/Gp Gc SMS-GMSC SMS-IWMSC Wi OCS* SGSN SGSN 注記：*要素は、図のレイアウト目的にのみ複製されています。 これらは、アーキテクチャ・ベースラインの同じ論理 エンティティに属しています。 ** は、現在欠落している基準ポイントです。 トラフィックとシグナリング シグナリング HLR/ AuC* 3GPP AAA プロキシ Ga Gy CDF CGF* 3GPP AAA サーバ PCRF AF Rx+ (Rx/Gq) Gx+ (Go/Gx) OCS* UE P-CSCF Mw Cx Dx Wa Wg Gm SLF HSS* CSCF MRFP IMS-MGW Wo D/Gr Dw Mb PDG CGF* 無線LANアクセス・ ネットワーク Wx Mb GGSN Wz Wd BM-SC Gmb Gi MSC Gs PDN ** 課金 システム* Wf Wy 図2. 3Gの論理ベースライン・アーキテクチャ（23.882［3］Figure 4.1-1）

図

3

は、

LTE evolved RAN

および

EPC

が従来の無線アクセス・テクノロジーとどのように 相互作用するかを詳細に示しています。 GERAN UTRAN SGSN Gb Iu S1 S3 S4 S7 Rx+ S5a S5b S6 SGi IASA S2b S2a PCRF HSS ePDG MME UPE アンカ3GPP アンカSAE GPRSコア

Evolved RAN（LTE）

EPC（SAE） 信頼できる3GPP 以外のIPアクセス 無線LAN アクセス・ ネットワーク 無線LAN 3GPP IP アクセス オペレー ション IPサービス （IMS、PSS など） 図3. 上位レベルの論理アーキテクチャ（23.882［3］Figure 4.2-1から引用）

9

EPC

と同様に、

LTE RAN

のアーキテクチャも大幅に簡素化されています。図

4

（

36.300

［

4

］

から引用）に、

E-UTRAN

を示します。

E-UTRAN

には、

UE

に対して

E-UTRA

のユーザ・プ

レーン・プロトコル終端と制御プレーン・プロトコル終端を提供する、新しいネットワーク要素

（

eNB

）が含まれています。

X2

と呼ばれる新しいインタフェースがメッシュ・ネットワークとして

eNB

間を繋ぎ、各要素の

ダイレクト接続が可能になり、無線ネットワーク・コントローラ（

RNC

）経由でのデータのやり

とりが不要になります。

E-UTRAN

は、

S1

インタフェース経由で

EPC

に接続されます。

S1

インタフェースは、

eNB

を

MME

（モビリティ管理エンティティ）に接続して、「多対多」のサービング・ゲートウェイ（

S-GW

）としての役割を果たします。

図4. E-UTRANを持つLTEアーキテクチャ（36.300［4］Figure 4） eNB MME / S-GW MME / S-GW eNB eNB S 1 S1 S1 X 2_S1 X2 X2 E-UTRAN

図

5

（

36.300

［

4

］から引用）に、

EPS

の

E-UTRAN

と

EPC

間の機能分割を示します。黄色の ボックスは論理ノードを、白色のボックスは制御プレーンの機能エンティティを、青色のボッ クスは無線プロトコル層をそれぞれ表します。 仕様上は、

eNB

には以下の機能があります。 ̶

無線リソース管理 ̶

IP

ヘッダの圧縮と暗号化 ̶

UE

アタッチメントでの

MME

の選択 ̶

ユーザ・プレーン・データの

S-GW

へのルーティング

*

̶

ページング・メッセージとブロードキャスト情報のスケジューリングと伝送 ̶

モビリティ／スケジューリングに関する測定と測定レポート構成 ̶

ETWS

メッセージのスケジューリングと伝送

MME

には以下の多くの機能があります。 ̶

NAS

（非アクセス階層）シグナリングと

NAS

シグナリング・セキュリティ ̶

AS

（アクセス階層）セキュリティ制御 ̶

アイドル・ステート・モビリティ制御 ̶

EPS

ベアラ制御

S-GW

には以下の機能があります。 ̶

eNB

間ハンドオーバ用のモビリティ・アンカ・ポイント ̶

ページングを理由にしたユーザ・プレーン・パケットの終了 ̶

UE

モビリティのためのユーザ・プレーンの切り替え

P-GW

（

PDN

（パケット・データ・ネットワーク）ゲートウェイ）機能には以下が含まれています。 internet eNB RB control Connection mobility cont.

eNBmeasurement configuration & provision

Dynamic resource allocation (scheduler) PDCP PHY MME Serving gateway S1 MAC Inter cell RRM

Radio admission control

RLC

E-UTRAN EPC

RRC

Mobility anchoring SAE bearer control Idle state mobility

handling NAS security

11

2

 

LTE

エア・インタフェースの無線機能

LTE

の無線仕様は、

UE 36.101

［

6

］に、

eNB

（基地局）

36.104

［

7

］に文書化されています。

2.1

 無線アクセス・モード

LTE

エア・インタフェースは、

FDD

モードと

TDD

（時分割デュプレックス）モードをサポートし ています。それぞれが、独自のフレーム構造を持っています。追加のアクセス・モードを定 義でき、半二重

FDD

が検討中です。半二重

FDD

では、アップリンクとダウンリンクが同時に 使用されることがないため、アップリンクとダウンリンク用のハードウェアを共有できます。 この手法は、いくつかの周波数バンドで使用されていて、コストの削減にもつながりますが、 データ・レートが半減します。

LTE

エア・インタフェースは、

MBMS

（マルチメディア・ブロードキャストとマルチキャスト・ サービス）もサポートしています。これは、ポイント・ツー・マルチポイント接続を使用して デジタル

TV

などのコンテンツを

UE

に放送するための比較的新しいテクノロジーです。

MBMS

用の

3GPP

仕様は、最初に

UMTS

用として

Release 6

で登場しました。

LTE

では、よ り高度な

eMBMS

（

evolved MBMS

）サービスを仕様化する予定です。

eMBMS

サービス は、与えられた持続時間のあいだ複数のセルから送信できる時間同期された共通波形を 使用して、

MBSFN

（

Multicast/Broadcast over single-frequency network

）上で動作 します。

MBSFN

を使用すると、

UE

でマルチセル伝送の無線結合が可能になります。伝搬 遅延の違いに対応するために巡回プレフィックス（

CP

）を使用します。

UE

には、伝送が

1

つ の大型セルから来るように見えます。この手法により、

LTE

を

MBMS

伝送に対して大幅に 効率化できます。

eMBMS

サービスは、

3GPP

仕様の

Release 9

で完全に定義される予定 です。

2.2

 伝送帯域幅

LTE

は、国際的な無線市場と地域のスペクトラム規制、およびスペクトラムの可用性を サポートする必要があります。この目的を達成するために、仕様には、

1.4

∼

20 MHz

の範囲 から

15 kHz

のサブキャリア間隔で選択可能な、可変チャネル帯域幅が含まれています。新 しい

LTE eMBMS

を使用する場合は、

7.5 kHz

のサブキャリア間隔も可能です。サブキャリ アの間隔は、チャネル帯域幅に関係なく一定です。

3GPP

では、

LTE

エア・インタフェースを帯 域幅とは無関係となるように定義しています。これにより、エア・インタフェースを異なるチャ ネル帯域幅に適用するときにシステム動作への影響を最小限に抑えることができます。 アップリンクまたはダウンリンクで割り当て可能な最小量のリソースを、リソース・ブロック （

RB

）と呼びます。

RB

は

180 kHz

幅で、

0.5 ms

の時間スロットのあいだ継続します。標準 の

LTE

の場合は、

RB

は、

15 kHz

間隔の

12

個のサブキャリアから構成されます。オプション の

7.5 kHz

のサブキャリア間隔を持つ

eMBMS

の場合は、

RB

は、

0.5 ms

に対して、

24

個の サブキャリアから構成されます。表

3

に、各伝送帯域幅によってサポートされる

RB

の最大 数を示します。 表3. 伝送帯域幅構成（36.101［6］Table 5.6-1に準拠） チャネル帯域幅（MHz） 1.4 3 5 10 15 20 伝送帯域幅構成（MHz） 1.08 2.7 4.5 9 13.5 18 公称伝送帯域幅構成 （N UL RB OR N DLRB）（RB） 6 15 25 50 75 100

2.3

 サポートされる周波数バンド

LTE

仕様は、

UMTS

用に定義されたすべての周波数バンドを継承し、このリストは、膨らみ続 けています。現時点では、

15

個の

FDD

運用バンドと

8

個の

TDD

運用バンドがあります。一部 のバンド間には大きな重複が存在しますが、地域のニーズに基づいたバンド固有の性能要 件が存在する可能性があるため、必ずしもこれによりデザインが容易になるわけではあり ません。

LTE

は、ローカル変数に大きく依存するため、最初にどのバンドに配備されるかに関 する合意はありません。この合意の欠如は、機器メーカにとっては非常にやっかいな問題で す。この点で、仕様化の対象が

1

つのバンドのみであった

GSM

や

W-CDMA

の開始時とは対 照的です。現在確実に言えることは、ある特定のバンドがある

1

つのアクセス・テクノロジー に対して予約されているという仮定はもはやなり立たないということです。 表4. EUTRA運用バンド（TS 36.101［6］Table 5.5-1） E-UTRA 動作バンド アップリンク（UL）運用バンド BS受信 UE送信 ダウンリンク（DL）運用バンド BS受信 UE送信 デュプレックス・モード

FUL_low∼FUL_high FDL_low∼FDL_high

1 1920∼1980 MHz 2110∼2170 MHz FDD 2 1850∼1910 MHz 1930∼1990 MHz FDD 3 1710∼1785 MHz 1805∼1880 MHz FDD 4 1710∼1755 MHz 2110∼2155 MHzz FDD 5 824∼849 MHz 869∼894 MHz FDD 6 830∼840 MHz 875∼885 MHz FDD 7 2500∼2570 MHz 2620∼2690 MHz FDD 8 880∼915 MHz 925∼960 MHz FDD 9 1749.9∼1784.9 MHz 1844.9∼1879.9 MHz FDD 10 1710∼1770 MHz 2110∼2170 MHz FDD 11 1427.9∼1452.9 MHz 1475.9∼1500.9 MHz FDD 12 698∼716 MHz 728∼746 MHz FDD 13 777∼787 MHz 746∼756 MHz FDD 14 788∼798 MHz 758∼768 MHz FDD .... 17 704∼716 MHz 734∼746 MHz FDD .... 33 1900∼1920 MHz 1900∼1920 MHz TDD 34 2010∼2025 MHz 2010∼2025 MHz TDD 35 1850∼1910 MHz 1850∼1910 MHz TDD 36 1930∼1990 MHz 1930∼1990 MHz TDD 37 1910∼1930 MHz 1910∼1930 MHz TDD

13

2.4

 シングル・ユーザのピーク・データ・レートと

UE

機能

理想条件での

LTE

システムの予想ピーク・データ・レートは非常に高く、ダウンリンクでは

100

∼

326.4 Mbps

、アップリンクでは

50

∼

86.4 Mbps

の範囲です（アンテナ構成と変調方式によ り変化します）。これらのレートは、システムがサポートできる最大値を表し、実際のピーク・ データ・レートは、

UE

のカテゴリにより低下します。

UE

カテゴリは、サポートする必要がある ものに制限を加えます。

UE

カテゴリにはさまざまな特性がありますが、最も大きな特性は、 おそらくサポートされるデータ・レートです。

36.306

［

8

］から引用した表

5

に、

UE

カテゴリと、

UE

カテゴリがサポートするデータを示します。 ダウンリンク用の

UE

カテゴリとアップリンク用の

UE

カテゴリは同じでなければなりません。 表5. UEカテゴリのピーク・データ・レート（36.306［6］Table 4.1-1と4.1-2から引用） UEカテゴリ _{データ・レート（}ピーク・ダウンリンク・ Mbps） ダウンリンク・アンテナ構成 （eNB送信×UE受信） ピーク・アップリンク・ データ・レート（Mbps） アップリンクでの 64QAMのサポート カテゴリ1 10.296 1×2 5.16 なし カテゴリ2 51.024 2×2 25.456 なし カテゴリ3 102.048 2×2 51.024 なし カテゴリ4 150.752 2×2 51.024 なし カテゴリ5 302.752 4×2 75.376 あり

2.5

 ダウンリンクのテクノロジー

：

OFDM

と

OFDMA

LTE

のダウンリンクとアップリンクは、複数のテクノロジー（特に、ダウンリンク用の

OFDMA

とアップリンク用の

SC-FDMA

）を使用しています。

最初にダウンリンクについて考えます。

OFDMA

は、

OFDM

の改良版です。

OFDM

は、無線

システムでは広く使用されていますが携帯電話では比較的新しいデジタル・マルチ搬送波 変調方式です。

OFDM

は、高レートのデータ・ストリームをシングル・キャリアで送信する代わ りに、多くの直交サブキャリアをパラレルに送信します。各サブキャリアは、従来の変調方式 （

QPSK

、

16QAM

、

64QAM

など）を使用して低シンボル・レートで変調されます。数百または 数千個のサブキャリアを組み合わせて、同じ帯域幅で従来のシングル・キャリア変調方式と 同様のデータ・レートを実現します。 図

6

（

TR 25.892

［

9

］から引用）に、周波数−時間軸での

OFDM

信号の主な特長を示します。 周波数ドメインで、複数の隣接トーンまたはサブキャリアがそれぞれ、独立して変調されます。 次にタイム・ドメインで、各シンボル間にガード・インターバルを挿入して、無線チャネルでの マルチパス遅延拡散により生じるレシーバでの符号間干渉を防止します。

OFDM

は、通信システムで長年使用されてきましたが、モバイル機器での使用は、それほど 古くはありません。

ETSI

（ヨーロッパ電気通信標準化協会）が最初に

GSM

用として

OFDM

に着目したのは

1980

年代の終わりです。しかし当時は、

OFDM

のコアでの多くの

FFT

演算 に必要な処理パワーがモバイル・アプリケーションにとっては高価過ぎ、要求が厳し過ぎまし た。

1998

年、

3GPP

では

UMTS

用として

OFDM

の採用を真剣に検討しましたが、ここでも、

CDMA

（コード分割多元接続）をベースにした代替テクノロジーが選択されました。現在で は、デジタル信号処理のコストが大幅に低下し、

OFDM

は、商業的に実現可能な無線伝送方 式とみなされるようになっています。 図6. 周波数−時間軸で表現されたOFDM信号（25.892［9］Figure 1） 5 MHzの帯域幅 サブキャリア 周波数 時間 シンボル ガード・インターバル

FFT

15

UMTS

のベースである

CDMA

テクノロジーと比較すると、

OFDM

には多くの利点があります。

̶

OFDM

は、フェージングに対する耐性に優れた帯域幅の広いチャネルに簡単に拡張でき ます。 ̶

OFDM

信号はタイム・ドメインではなく周波数ドメインで表されるので、

OFDM

チャネル・ イコライザは、

CDMA

イコライザよりも実装がはるかに容易です。 ̶

OFDM

は、マルチパス遅延拡散に完全に耐性を持つように構成できます。これが可能な 理由は、

OFDM

に使用される長いシンボルを、巡回プレフィックス（

CP

）と呼ばれるガー ド・インターバルによって分離できるからです。

CP

は、先頭に挿入されるシンボルの後ろ の方のコピーです。受信信号を最適な時間にサンプリングすることにより、レシーバは、 無線チャネル内のマルチパス遅延拡散に起因する、隣接シンボル間のタイム・ドメイン干 渉を除去できます。 ̶

OFDM

は、

MIMO

に適しています。周波数ドメインの信号であるため、マルチパス無線 チャネルの周波数特性と位相特性に合わせて信号を簡単にプリコード化できます。 しかし、

OFDM

にはいくつかの欠点もあります。サブキャリアが密接しているため、周波数エ ラーと位相雑音に敏感になります。同じ理由から、

OFDM

は、サブキャリア間に干渉を引き起 こすドップラ偏移にも敏感です。また、純粋な

OFDM

では、ピークツーアベレージの高い信 号が生成されます。このような理由から、アップリンクでは

SC-FDMA

と呼ばれる改良テクノ ロジーが使用されています。

SC-FDMA

については後述します。

セルの端では、

OFDM

は

CDMA

より動作が難しいことが知られています。

CDMA

では、セル

端でのセル間干渉を防止するためにスクランブル・コードが用いられるのに対して、

OFDM

にはこのような機能がありません。このため、セル端で何らかの形の周波数プラニングが 必要になります。図

7

は、これを実行する方法の一例です。黄色は、チャネル帯域幅全体を表 し、その他の色は、セル端でのセル間干渉を回避するための周波数再利用のためのプラン を示しています。 図7. セル端でのセル間干渉を回避するための周波数プラニングの例

表

6

に、

CDMA

と

OFDM

の主な違いをまとめます。 標準の

OFDM

を使用すると、非常に狭帯域の

UE

の伝送が、狭帯域フェージング／干渉の影 響を受ける可能性があります。

3GPP

が、ダウンリンクに対して

TDMA

が組み込まれている

OFDMA

を使用するのはこのためです。

OFDMA

を使用すると、図

8

に示すように、サブキャ リアのサブセットをチャネル上の異なるユーザに動的に割り当てることができます。結果と して、容量が増加し、信頼性の高い伝送が可能になります。これは、低レート・ユーザを多重 化するトラッキングの効率性と、周波数ごとにユーザをスケジューリングする機能によるも ので、周波数選択フェージングによる影響が少なくなります。 表6. CDMAとOFDMの比較 属性

CDMA

OFDM 伝送帯域幅 フル・システム帯域幅 フル・システム帯域幅まで可変 周波数選択スケジューリング 不可 OFDMの主な利点。ただし、レシーバからトランスミッタ へのチャネル条件のリアルタイムでの正確なフィード バックが必要 シンボル周期 非常に短い：システム帯域幅の逆数 非常に長い：サブキャリア間隔で定義、システム帯域 幅とは独立 イコライゼーション 5 MHz以上では困難 信号の周波数ドメイン表示により、いずれの帯域幅に 対しても簡単 マルチパスに対する抵抗 5 MHz以上では困難 CP長までマルチパス歪みがまったくない MIMOに対する耐性 信号がタイム・ドメインで定義されているので、 かなりの演算能力が必要 信号の周波数ドメイン表示と狭帯域割り当てによる チャネル内のリアルタイム変動への対応の可能性か らMIMOに最適 周波数ドメインの歪み／干渉に対する感度 拡散プロセスによりチャネル全体にわたって平均化 狭帯域歪み／干渉の影響を受けやすい ユーザの分離 スクランブル／直交拡散コード 周波数と時間（スクランブル／拡散の追加も可能） ユーザ

1

ユーザ

2

ユーザ

3

サブキャリア

OFDM

サブキャリア

OFDMA

シ ン ボ ル（時間） シ ン ボ ル（時間） 図8. OFDMとOFDMAのサブキャリアの割り当て

17 図9. QPSKデータ・シンボルを送信するOFDMAとSC-FDMAの比較

2.6

 アップリンクのテクノロジー

：

SC-FDMA

OFDM

はピークツーアベレージ比（

PAR

）が高いため、

3GPP

は

LTE

のアップリンク用伝送方

式として別の方式を探すことになりました。その結果、

GSM

、

CDMA

などのシングル・キャリ ア伝送システムの低

PAR

手法と、

OFDMA

のマルチパス耐性および柔軟な周波数割り当て が組み合わされている

SC-FDMA

が選択されました。 タイム・ドメインでの

SC-FDMA

シンボルの数学的な記述は、

36.211

［

10

］

sub-clause 5.6

にあります。簡単に説明すると、タイム・ドメインのデータ・シンボルが、離散フーリエ変換 （

DFT

）を使用して周波数ドメインに変換されます。次に周波数ドメインで、これらのシンボ ルがチャネル帯域幅全体の必要な位置にマッピングされた後、逆

FFT

（

IFFT

）を使用してタ イム・ドメインに戻されます。最後に、

CP

が挿入されます。

SC-FDMA

はこの手法を用いて いるので、離散フーリエ変換拡散

OFDM

（

DFT-SOFDM

）と呼ばれることがあります。

SC-FDMA

については、以下でさらに詳しく説明します。

2.6.1

 

OFDMA

と

SC-FDMA

の比較

OFDMA

と

SC-FDMA

の変調方式の違いを理解しやすいように、図

9

にこれらの比較を示し ます。この例ではわかりやすいように、

QPSK

変調によって表されたペイロード・データを持 つ、

2

シンボル周期上の

4

（

M

）個のサブキャリアのみを使用しています。前述のように、実際 の

LTE

信号は、

12

個のサブキャリア単位で割り当てられます。 15 kHz 周波数

f

c

f

c

V

時間 OFDMA_シンボル OFDMA シンボル CP

OFDMA

データ・シンボルは1 OFDMAシンボル 周期のあいだ15 kHzを占有

SC-FDMA

データ・シンボルは1/M SC-FDMAシンボル 周期のあいだM×15 kHzを占有

1,1

-1,1

1,-1

-1,-1

Q

I

1, 1

-1,-1

-1, 1

1, -1

1, -1

-1, 1

送信する

QPSK

データ・シンボルのシーケンス

QPSK

変調 データ・シンボル 60 kHz 周波数

V

時間 SC-FDMA_シンボル CP 各SC-FDMA シンボル周期中は、 一定のサブキャリア ・パワー

-1,-1

1, 1

SC-FDMA_シンボル

図

9

の左側で各

15kHz

のサブキャリア（チャネル帯域幅内に配置済み）は、

66.7µs

の

OFDMA

シンボル周期のあいだ、

1

個の

QPSK

データ・シンボルで変調されます。この

4

個 のサブキャリアの例では、

4

個のシンボルがパラレルに取り込まれます。これらは

QPSK

データ・シンボルなので、各サブキャリアの位相のみが変調され、サブキャリアのパワーは シンボル間で一定のままです。

1 OFDMA

シンボル周期の経過後、

CP

が挿入され、次の

4

個のシンボルがパラレルに送信されます。見やすくするために、

CP

をすき間として表示し ています。しかし、これは実際には次のシンボルの後ろの方のコピーで埋められます。すな わち、伝送パワーは連続ですが、シンボル境界で位相の不連続があります。送信信号を生 成するために、各サブキャリアで

IFFT

を実行して、

M

個のタイム・ドメイン信号を作成しま す。次にこれらをベクトル加算して、送信用の最終タイム・ドメイン波形を作成します。

SC-FDMA

信号の生成は、特別なプリコード化プロセスで始まりますが、後の手順は

OFDMA

とほぼ同じです。しかし、生成プロセスの詳細に移る前に、理解しやすいように 図

9

の右側に示された最終結果について説明します。

2

つの方式の最も明らかな違いは、

OFDMA

は、

4

個の

QPSK

データ・シンボルをパラレルに（

1

サブキャリア当たり

1

個）送信す るのに対して、

SC-FDMA

は、

4

個の

QPSK

データ・シンボルを連続的に

4

倍のレートで送信 することです。各データ・シンボルは、

M

×

15 kHz

の帯域幅を占有します。 視覚的には、

OFDMA

信号は、明らかに

1

サブキャリアあたり

1

個のデータ・シンボルを持つ マルチ・キャリアですが、

SC-FDMA

信号は、シングル・キャリアにより近く（

SC-FDMA

とい う名称の“

SC

”はこれに由来します）、各データ・シンボルが

1

個の幅の広い信号によって表

されます。

OFDMA

と

SC-FDMA

のシンボル長は

66.7µs

で同じですが、

SC-FDMA

シンボ

ルには、変調データを表す

M

個の「サブシンボル」が含まれている点に注意してください。

OFDMA

で望ましくない高い

PAR

が生じる理由は、複数のシンボルをパラレルに伝送する からです。

M

個のデータ・シンボルを

M

倍のレートでシリアルに送信すると、

SC-FDMA

の 占有帯域幅はマルチ・キャリア

OFDMA

と同じですが、

PAR

は、元のデータ・シンボルに対 する場合と同じになります。

OFDMA

で多くの狭帯域

QPSK

波形を加算すると、ピークは、 より帯域幅の広い、シングル・キャリアの

SC-FDMA

の

QPSK

波形よりも常に大きくなりま す。サブキャリアの個数

M

が増加すると、ランダム変調データの

OFDMA

の

PAR

は、ガウシ アン雑音統計に近づきますが、

SC-FDMA

の

PAR

は、

M

の値に関係なく、元のデータ・シン ボルに対する

PAR

と同じままです。

19 −1, 1 1, 1 ＋1 ＋1 −1 −1 Q V(I) SC-FDMA シンボルの1周期 SC-FDMA シンボルの1周期 V(Q) I −1, −1 1, −1

2.6.2

 

SC-FDMA

信号の生成 前述のように、

SC-FDMA

信号の生成は、特別なプリコード化プロセスから始まります。図

10

に、

QPSK

データ・サブシンボルのタイム・ドメイン波形を作成する最初のステップを示 します。プロセスでは、図

9

の

4

色で色分けした

QPSK

データ・シンボルを使用して、

1

個の

QPSK

データ・シンボルから次のデータ・シンボルへの移動の軌跡を計算することにより、 タイム・ドメインに

1

個の

SC-FDMA

シンボルを作成します。これを

SC-FDMA

シンボルの レートの

M

倍で実行して、

1

個の

SC-FDMA

シンボルに

M

個の連続する

QPSK

データ・シン ボルが含まれるようにします。実際の実装では、データ・シンボル遷移のタイム・ドメインで のフィルタリングが発生しますが、ここでは説明を省きます。

1

個の

SC-FDMA

シンボルの

IQ

データをタイム・ドメインで作成した後、次のステップでは、

DFT

を使用してそのシンボルを周波数ドメインに変換します。これを図

11

に示します。

DFT

の サンプリング周波数は、

1

個の

SC-FDMA

シンボルのタイム・ドメイン波形が

15kHz

間隔の

M

個の

DFT

ビンで完全に表されるような値を選択します。各ビンは

1

個のサブキャリアを表し、 ビン内では振幅と位相が

66.7µs

のあいだ、一定に保たれます。

1

つの

SC-FDMA

シンボル周期中に送信されるデータ・シンボルの数と、作成される

DFT

ビ ンの数には常に

1

対

1

の関係があります。この数は、占有されるサブキャリアの数になりま す。

1

つの

SC-FDMA

周期中に送信されるデータ・シンボルの数が増えると、タイム・ドメイン 波形の変化が速くなり、より広い帯域幅が生成されるので、周波数ドメインで信号を完全に 表現するために必要な

DFT

ビンの数が増加します。図

11

では、個別の

DFT

ビンの振幅／位 相と元の

QPSK

データ・シンボル間に直接の関係がなくなっていることに注意してください。 この点で、データ・シンボルがサブキャリアを直接変調する

OFDMA

とは異なります。 図10. SC-FDMAシンボルのタイム・ドメイン波形の作成 図11. 1個のSC-FDMAシンボルのベースバンドDFT表示と周波数シフトDFT表示 周波数 周波数

V,

Φ

V,

Φ

信号生成プロセスの次のステップは、タイム・ドメインの

SC-FDMA

シンボルのベースバンド

DFT

をチャネル帯域幅全体の必要な部分にシフトすることです。信号が

DFT

として表現され ているので、周波数シフトは、

M

個のビンをより大きな

DFT

空間の

N

個のビンにコピーする だけの単純なプロセスです。このより大きな空間は、システム・チャネル帯域幅のサイズと等 しくなります。

LTE

では、

1.4

∼

20 MHz

の範囲で

6

個の選択肢があります。チャネル帯域幅内 の任意の位置に信号を配置できるので、複数のユーザ間でアップリンクを効率的に共有す るために不可欠な

FDMA

を実現できます。

SC-FDMA

信号の生成を完了するために、プロセスは、

OFDMA

の場合と同じ手順を行いま す。

IDFT

を実行して周波数シフト信号をタイム・ドメインに変換し、

CP

を挿入してマルチパス

に対する

OFDMA

の基本的な信頼性を高めます。図

12

に、

SC-FDMA

と

OFDMA

との関係を 示します。 データを コンスタレー ションに マッピング タイム・ ドメイン波形を 生成 M個の データ・ ビットを 入力 Mポイントの DFTを実行 （時間から周波数） シンボルを サブキャリアに マッピング Nポイントの IFFTを実行 N > M アップ コンバートと 送信 コンスタレー ションを デマッピングして データを生成 コンスタレー ションを生成 Mポイントの IDFTを実行 （周波数から 時間） サブキャリアを デマッピングして シンボルを生成 Nポイントの DFTを実行 N > M 受信と ダウンコンバート タイム・ドメイン 周波数ドメイン タイム・ドメイン M個の データ・ ビットを 出力 SC-FDMAに固有 OFDMAと共通 図12. SC-FDMAとOFDMAの信号の生成と受信モデル

21 この時点で、データ・シンボルが依然として短い場合は、当然、

SC-FDMA

のマルチパスへ の耐性が気になります。

OFDMA

では、変調データ・シンボルは

66.7µs

の

OFDMA

シンボル 周期のあいだ一定ですが、

SC-FDMA

シンボルは、はるかに持続時間の短い

M

個のサブシ ンボルが含まれているので、時間と共に変化します。

OFDMA

復調プロセスのマルチパスへ の耐性は、サブキャリアに直接マッピングされる長いデータ・シンボルに依存しているように 見えますが、各サブキャリア（データ・シンボルではない）が一定であるという性質により、遅 延拡散に対する耐性があります。図

9

と図

11

に示すように、時間変動する

SC-FDMA

シンボ ルの

DFT

は、

SC-FDMA

シンボル周期のあいだ、変調データ・シンボルがたとえ変動したとし ても、時間的に一定の

DFT

ビン・セットを生成します。

DFT

プロセスの性質として、時間変動 する

SC-FDMA

シンボル（

M

個のシリアル・データ・シンボルで構成）が、周波数ドメインでは

M

個の時間的に変化しないサブキャリアで表されます。したがって、短いデータ・シンボルを 持つ

SC-FDMA

でも、マルチパスに対する耐性があります。

M

個の時間的に変化しない

DFT

ビンを時間変動する信号によって完全に表現できるという ことは、一見、奇妙に思われるかもしれません。しかし、

DFT

の原理は、周波数が異なる

2

つの 正弦波の和を考えると簡単に説明できます。結果は、時間的に変動する非正弦波信号とな り、

2

つの正弦波によって完全に表されています。

表

7

に、

OFDMA

変調方式と

SC-FDMA

変調方式の違いをまとめます。

OFDMA

を一度に

1

サブキャリアずつ解析する場合は、元のデータ・シンボルと似ています。しかしフル帯域幅で は、信号は、

PAR

統計とコンスタレーションの点でガウシアン雑音に似ています。逆のことが

SC-FDMA

に言えます。この場合は、元のデータ・シンボルとの関係は、信号帯域幅全体を 解析すると明らかになります。元のデータ・シンボルのコンスタレーション（低

PAR

）が、

SC-FDMA

シンボル・レートの

M

倍で回転するのを観察できます。

CP

の追加による

7

％のレート の低下は無視しています。

15 kHz

のサブキャリア間隔で解析する場合は、

SC-FDMA

の

PAR

とコンスタレーションは意味がなくなります。これらは、データ・シンボルの情報帯域幅 より

M

倍狭いからです。 表7. さまざまな帯域幅でのOFDMAとSC-FDMAの解析 変調方式 OFDMA SC-FDMA 解析帯域幅 15 kHz _（信号帯域幅_{M×15 kHz）} 15 kHz _（信号帯域幅_{M×15 kHz）} ピークツーアベレージ 電力比 データ・シンボルと同じ 高PAR （ガウシアン） ＜データ・シンボル （無意味） データ・シンボルと同じ IQ コンスタレーション 1/66.7 µsレートでの データ・シンボルと同じ 無意味 （ガウシアン） 無意味 （ガウシアン） M/66.7 µsレートでの データ・シンボルと同じ

2.6.3

 

SC-FDMA

信号の検討

UE

は、

eNB

とは異なり、通常チャネル帯域幅全体で送信しません。図

13

に、代表的なアップ リンク構成と用語の定義を示します。 図

14

に、代表的な

SC-FDMA

信号に対して行えるいくつかの測定を示します。ここでは、伝 送帯域幅構成より小さい伝送帯域幅が割り当てられています。

6

個の異なるトレースが表示 されています。トレース

A

（左上）のコンスタレーションは、目的の信号が

16QAM

信号である ことを示しています。単位円は、

7

番目のシンボルごとに発生する基準信号（

RS

）を表してい ます。シンボルは

SC-FDMA

を使用していませんが、直交

Zadoff-Chu

シーケンスを使用し て位相変調されています。 伝送帯域幅［RB］ 伝送帯域幅構成［RB］ チャネル帯域幅［MHz］ 中心サブキャリア（ベースバンドのDCに対応） はダウンリンクでは送信されません アクティブ・リソース・ブロック チ ャ ネ ル ・エ ッ ジ リ ソ ー ス ・ ブ ロ ッ ク チ ャ ネ ル ・エ ッ ジ 図13. 1つのE-UTRAキャリアのチャネル帯域幅と伝送帯域幅構成の定義（36.101［6］Figure5.6-1） 図14. 16QAM SC-FDMA信号の解析

23 トレース

B

（左下）は、信号パワー対周波数を示しています。周波数スケールは、−

600

∼

599

で番号付けられた

15 kHz

のサブキャリア単位で、

18 MHz

（

100 RB

）の伝送帯域幅構成を 表します。したがって、チャネル帯域幅は

20 MHz

で、割り当てられた伝送帯域幅は、下限に 向かって

5 MHz

です。茶色の点は瞬時サブキャリア振幅を表し、白色の点は

10 ms

での平 均を表しています。トレースの中央のスパイクは、信号の局部発振器（

LO

）のリーケージ（

IQ

オフセット）を表しています。右の大きなイメージは、信号内の

0.5 dB

の

IQ

利得不平衡を使 用して意図的に作成された

OFDM

アーチファクトです。未割り当てのサブキャリアの

LO

リー ケージとパワーは、

3GPP

仕様によって制限されます。 トレース

C

（中央上）は、エラー・ベクトル振幅（

EVM

）、周波数エラー、

IQ

オフセットを含む、測 定された信号劣化のサマリを示しています。

1.15

％のデータ

EVM

は、

0.114

％の

RS EVM

よりはるかに高い値です。これは、トレース

E

でレポートされたデータ・パワー内の＋

0.1 dB

の ブーストに起因します。この例では、これはレシーバによって無視され、データ固有の

EVM

が作成されます。また、基準信号（

RS

）パワー・ブーストが＋

1 dB

としてレポートされていま す。これは、トレース

A

の

IQ

コンスタレーションで観察できます。単位円が

16QAM

ポイントの うちの

8

個を通過していないからです。トレース

D

（中央下）は、サブキャリアによる

EVM

の分 配を示しています。割り当て信号の

EVM

の平均とピークは、トレース

C

の数値と一致してい ます。未割り当てのサブキャリアの

EVM

の読み値は、はるかに高くなります。ただし、この欠 陥の規模は、新しい「バンド内エミッション」要件によって割り当て済み

RB

と未割り当て

RB

の電力比として仕様化されています。この特定の信号の比は、トレース

B

に示されているよ うに約

30 dB

です。トレース

D

内の（

X

軸に沿った）青色の点が、

RS

の

EVM

も示しています。 これは非常に低い値です。 トレース

E

（右上）は、

1

回の捕捉で得られた変調方式別の

EVM

の測定結果です。この信号 は、

RS

位相変調と

16QAM

だけを使用するので、

QPSK

の結果と

64QAM

の結果はブラン クです。最後に、トレース

F

（右下）は、

CCDF

（相補累積分布関数）測定のフォーマットで

PAR

（

SC-FDMA

のポイント全体）を示しています。

SC-FDMA

の

OFDMA

に対する

PAR

の優

位性を

1

つの性能指標を使用して明らかにすることは不可能です。理由は、データ・レートに

依存するからです。

OFDMA

の

PAR

は、狭い周波数割り当ての場合でも、常に

SC-FDMA

よ

り高くなります。ただし、データ・レートが上がり、周波数割り当てが広くなると、

SC-FDMA

の

PAR

は一定のままですが、

OFDMA

では悪化し、ガウシアン雑音に近づきます。

5 MHz

の

OFDMA 16QAM

信号は、ガウシアン雑音に非常によく似ています。下側の白色のトレース から、

SC-FDMA

信号が、上側の青色のガウシアン基準トレースより

3 dB

良くなる確率は

0.01

％であることがわかります。アンプのデザイナなら誰でも知っているように、ピーク・パ ワー・バジェットから

1 dB

の

10

分の

1

でも削ることは、大きな改善です。

2.7

 マルチアンテナ手法の概要

LTE

の核心は、カバレージおよび物理層の容量を拡大するために使用されるマルチアンテ ナ手法の概念です。無線システムにアンテナを追加すれば、放射信号が異なる物理経路を 通るため、性能が向上する可能性があります。主に、

3

種類のマルチアンテナ手法がありま す。第

1

の手法では、フェージング損失の影響を受けやすい放射信号もあれば、そうでない 放射信号もある経路ダイバーシティを直接使用します。第

2

の手法では、アンテナから放射 される電気信号の位相関係を制御して伝送エネルギーを物理的に方向付けるビームステ アリングを使用します。第

3

の手法では、マルチ入力マルチ出力（

MIMO

）とも呼ばれる空間 多重化またはビームフォーミングを使用して分離する空間分離（アンテナを分離することに よって生じる経路の違い）を使用します。 図

15

からわかるように、無線チャネルを使用する方法は

4

つあります。簡単にするために、例 では、

1

つまたは

2

つのアンテナだけを使用しています。無線チャネル・アクセス・モードの分 類に使用されている用語は、デバイスのトランスミッタとレシーバではなく、無線チャネルの 入力と出力を指していることに注意してください。 Tx Rx

SISO

MISO

SIMO

MIMO

Rx Rx0 Tx0 Rx0 Tx0 Rx1 Tx1 Rx1 Tx1 Tx

2.7.1

 シングル入力シングル出力 最も基本的な無線チャネル・アクセス・モードは、

SISO

（シングル入力シングル出力）で、

1

つ の送信アンテナと

1

つの受信アンテナのみが使用されます。これは、無線が開始されて以来 のデフォルトの通信方式で、この方式がすべてのマルチアンテナ手法を比較する際のベー スラインとなっています。

2.7.2

 シングル入力マルチ出力 図

15

に示す

2

番目のモードが

SIMO

（シングル入力マルチ出力）で、

1

台のトランスミッタと

2

台以上のレシーバが使用されます。

SIMO

は、受信ダイバーシティと呼ばれることがありま す。この無線チャネル・アクセス・モードは、

2

台のレシーバを使用したときに

3 dB

の理論利得 が得られ、低

S/N

比（

SNR

）の状況に特に適しています。

1

個のデータ・ストリームだけが送信 されるので、データ・レートは変化しませんが、使用に適した

SNR

が下がるので、セル端での カバレージが向上します。 図15. 無線チャネル・アクセス・モード

25

2.7.3

 マルチ入力シングル出力

MISO

（マルチ入力シングル出力）モードで、

2

台以上のトランスミッタと

1

台のレシーバを使 用します（図

15

には、簡略化のために

2

台のトランスミッタと

1

台のレシーバのみを示してい ます）。

MISO

は、一般に送信ダイバーシティと呼ばれます。同じデータが両方の送信アンテ ナで送信されますが、データは、レシーバが各トランスミッタを識別できるようにコード化さ れます。送信ダイバーシティは、フェージングに対する信号の信頼性を高め、低

SNR

条件で の性能が向上します。

MISO

によってデータ・レートは増加しませんが、同じデータ・レートを より少ないパワーでサポートします。送信ダイバーシティでは、各送信アンテナの位相とパ ワーの最適なバランスをトランスミッタに指示するために、レシーバからの閉ループ・フィー ドバックを使用できます。

2.7.4

 マルチ入力マルチ出力 図

15

に示す最後のモードが、

MIMO

で、

2

台以上のトランスミッタと

2

台以上のレシーバが 必要です。

MIMO

では、複数のデータ・ストリームを同じ周波数と時間で同時に送信し、無線 チャネルの異なるパスの利点をフル活用することにより、空間容量を増やします。システム が

MIMO

として機能するには、システムに送信ストリームの数以上のレシーバが必要です。 送信ストリームの数を送信アンテナの数と混同しないでください。トランスミッタが

2

台で、

1

個のデータ・ストリームしか存在しない

Tx

ダイバーシティ（

MISO

）を考えてみましょう。受信 ダイバーシティの追加（

SIMO

）により、

2

つの

Tx

アンテナと

2

つの

Rx

アンテナが関与するよう

になっても、この構成が

MIMO

になることはありません。すなわち

SIMO

＋

MISO

≠

MIMO

。ト

ランスミッタの数をデータ・ストリームの数より多くすることは常に可能ですが、逆はできま せん。

N

個のデータ・ストリームが

N

個より少ないアンテナから送信される場合は、空間ダイ バーシティの追加なしでストリームをオーバラップすると干渉が発生するので、レシーバが 何個あってもデータを完全にデスクランブルすることはできません。しかし、

N

個以上のアン テナで

N

個のストリームを空間的に分離すると、無線チャネル内のパス相関とノイズが十分 低い場合は、

N

個のレシーバで、元のデータ・ストリームを完全に再構築できます。

MIMO

動作のもう

1

つの重要な点は、各レシーバが送信のどの組み合わせが受信されたか を判断できるように、各アンテナからの送信は、一意に識別可能でなければならない点で す。この識別は通常、パイロット信号を使って行われます。パイロット信号は、各アンテナに対 して直交パターンを使用します。

無線チャネルの空間ダイバーシティは、

MIMO

によりデータ・レートが増加する可能性がある ことを意味しています。最も基本的な方式の

MIMO

では、

1

個のデータ・ストリームを各アン テナに割り当てます。これを図

16

に示します。 送信 ストリーム 受信 ストリーム クロス・チャネル・ デマッピング チャネル この方式では、

1

つのデータ・ストリームが

1

つのアンテナに一意に割り当てられます（ダイレ クト・マッピングと呼ばれます）。チャネルは次に、レシーバの各アンテナで各ストリームの組 み合わせがわかるように、

2

つの送信を混合します。受信信号のデコードは、巧妙なプロセス です。このプロセスでは、レシーバが、各トランスミッタを一意に識別するパターンを解析す ることにより、各送信ストリームのどんな組み合わせが存在するかを判断します。逆フィルタ の適用と受信ストリームの加算により、元のデータを再作成します。 より高度な方式の

MIMO

には、チャネルの

Eigen

モードへの送信に適合する特別なプリコー ド化が含まれています。この最適化により、各ストリームが複数の送信アンテナに拡散され ます。この手法が効率的に機能するためには、トランスミッタにチャネル条件に関する情報 が必要です。

FDD

の場合は、これらの条件を、

UE

からのフィードバックによりリアルタイムで 提供する必要があります。こうした最適化によりシステムが非常に複雑化しますが、性能の 向上も得られます。

TDD

システムでは、トランスミッタが、同じ周波数上の受信信号を解析す ることにより、チャネル条件を独立して判断できるため、プリコード化にレシーバのフィード バックは不要です。

MIMO

の理論的な利得は、送信アンテナと受信アンテナの数、無線伝搬条件、変化する条件 に適応するトランスミッタの能力、

SNR

に依存しています。理想的なケースとは、無線チャネ ル内のパスが、ほとんど分離していて完全に非相関で、トランスミッタとレシーバ間の物理 的なケーブル接続にクロストークが存在しない場合です。このような条件を自由空間で実 現することはほぼ不可能であり、非常に多くのバリエーションが可能なので、条件を提示し ないで

MIMO

利得を引用することは、無意味です。理想条件における

MIMO

利得の上限は より簡単に定義できます。

2

×

2

システムでは、

2

個の同時データ・ストリームを使用すると、容 量とデータ・レートを倍にすることができます。

MIMO

は、最小の見通し線、高

SNR

条件で最 も良く機能します。見通し線は高いチャネル相関と同じで、利得の可能性がなくなります。結 果として、

MIMO

は、複雑なマルチパスと限定された見通し線が現われる、屋内環境に特に 適しています。 図16. 2×2 MIMO、プリコード化なし

27 シンボル

d

、

x

、

y

は、仕様で、レイヤのマッピング前と後、プリコード化後の信号を表すのに 使用されています。 図17. 送信ダイバーシティと空間多重化の信号処理（MIMO）（36.211［10］Figure 6.3-1から引用）

2.8

 

LTE

マルチアンテナ方式

マルチアンテナ手法の基本について少し説明したので、ここからは、いくつかの用語を手始 めに、

LTE

の仕様について見ていきます。コードワード、レイヤ、プリコード化は、特に

LTE

で、 信号と信号処理を表す用語として用いられてきました。図

17

に、これらの用語が意味する処 理手順を示します。これらの用語は以下のように用いられます。 ̶

コードワード：コードワードは、伝送用にフォーマットされる前のユーザ・データです。一 般的なチャネル条件と使用状況に応じて、

1

つまたは

2

つのコードワード（

CW0

および

CW1

）を利用できます。シングルユーザ

MIMO

（

SU-MIMO

）の最も一般的なケースで は、

2

つのコードワードが

1

つの

UE

に送信されますが、ダウンリンクのマルチユーザ

MIMO

（

MU-MIMO

）の場合は、各コードワードが

1

つの

UE

だけに送信されます。 ̶

レイヤ：レイヤという用語はストリームと同義です。空間多重化には、

2

つ以上のレイヤ を使用します。最大

4

つのレイヤを使用できます。レイヤの番号は、シンボルν（ニューと 発音）で示され、常にアンテナ数と同じかそれ以下です。 ̶

プリコード化：プリコード化では、レイヤ信号が伝送前に修正されます。これは、ダイ バーシティ、ビームフォーミング、空間多重化に使用されます。前述のように、

MIMO

チャ ネル条件が、あるレイヤ（データ・ストリーム）よりも別のレイヤを優先する場合がありま す。

eNB

にチャネルに関する情報（例えば、

UE

から送り返された情報）が与えられれば、 複雑なクロス・カップリングを追加して、チャネル内のアンバランスを抑制することがで きます。 [d] [x] [y] RVインデックス CW0 CW1 QPSK /16QAM /64QAM アンテナ番号 空間多重化 Tx Div (CDD/SFBC) ペイロード コード・ブロック のセグメント化 チャネル・ コード化 レート整合 コード・ ブロックの連結 巡回バッファ スクランブル 変調マッパ スクランブル 変調マッパ レイヤ・ マッパ プリコード化 リソース・ エレメント・ マッパ リソース・ エレメント・ マッパ OFDM 信号マッパ OFDM 信号マッパ