スイッチングコンバータにおける無損失スナバの設計に関する研究

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九州大学学術情報リポジトリ

Kyushu University Institutional Repository

スイッチングコンバータにおける無損失スナバの設計に関する研究

田中, 哲郎

九州大学工学研究科電子工学専攻

https://doi.org/10.11501/3088159

出版情報：Kyushu University, 1991, 博士（工学）, 課程博士バージョン：

権利関係：

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スイッチングコンノミータにおける無損失スナバの設計に関する研究

平成3年1 2月

九州大学大学院工学研究科電子工学専攻

田中哲郎

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まえが‘き ^令^ー^ー^ー^-^-^{- - ー}^ーーー・ーーーーーー・ーーーー・・・ーーーー・・・・ーーーー・・ーーーー・ーーー・ーー --- - - - --- - -- - ー，ー・・ーーーーー・ーーーーーーーーーーーー・・ー・・・ーーーー- --- - ーーーーーーー - ----ー・ーー - Î

第₁章序論一一一^ー^ー^・^{- -}^-^-^-- - - ーーーーーー・・ーーーーー・ーー・・・ーーーー・ーーーーーーー - - - ・ - - - ーーーー・ー・・・ーーーーー・・・ーーーーー・・ーーーーーー・ーー一一^{- - - ・}^E^・^-^-^{- - -} 5

1. 1 スイッチングコンパータの才既要一一一一一一一----一一一ー一一 - 一一一一一一一---S

1. _{1 .} 1 スイッチングコンパータの動作一一一一一一一一一一一一一一一一一- 一一…5

1. 1. 2 スイッチングコンパータの問題点ー一一一---一一一一一一一一一一一一11 1. 2 スナパ回路の概要一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一ー一一15

1 . 2. 1 スナパ回路の基本動作一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一-15

1. 2. 2 RCスナノておよびRCDスナノて一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一20

1. 2. 3 LC スナ_ノ_てー - -- - -ーー-_ .- ーーーー・ーー・・ーー・・ーーーーーーー'ーーーーーーー --- ーーー・・ーーー，ー・ーーー・ーー・・・ーーー - --ーーーー 'ーーー・ーーー-24

1. 3 スナパ回路の設計規範一ー一一一-一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一26 1. 3. 1 RCスナノておよびRCDスナノて一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一ー26 1. 3. 2 LC スナノて^{・ー・ー}^{・ー}^・^{・・ーー}^{ーー}^{・ー}^{・ー}^ー^{ーー}^ー^{ョーー ‘}^ーーーーーーーーー ' ーー ‘ ーーー-- - ------ ーーーー---ーーーーー ' ーーーーーー--- ーー・ーーー ----27 第2章昇降圧コンパータにおけるしCスナバの設計一一一一一一一…--- 一一一一一一29

2. 1 昇降圧コンパータにおけるLCスナバの動作解析一一一一一一一一一一一一29

2. 1 . 1 LCスナパの動作解析…一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一30

2. 1. 2

2. 1. 3 LCスナバを付加した昇降圧コンパータの静特性解析一一一38

LCスナパを付加した昇降圧コンパータの動特性解析一---49 2. 2 昇降圧コンパータにおけるLCスナパの設計一一一一一一一一一一一一一…-- S9 2. 2. 1 トランジスタの電力損解析一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一59 2. 2. 2 LCスナバの最Jl主設計一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 72 2. 3 第2章の結論一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一…一一一一一一一一一一一一一一77

(5)

第3章フォワードコンバータにおけるL Cスナバの設計一一一一一一一一一一78 3. 1 フォワードコンノてータにおけるLCスナノての動作解キ斤一一一一一一一一78 3. 2 フォワードコンノてータにおけるLCスナノての設:言十一一一一一一一一一一一一-- 91

3. 2. 1 トランジスタの電力損解析-一一一一一一一一一一---一一一一一一一一…---91

3. 2. 2 LCスナバの最適設計一一一一一一一一一一一一---一一一一一一一一一一一一一--- 99

3. 3 実験結果と検討一一一一一一一…一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一109 3. 4 第 3章の結論一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一ー一 113

第4章結論一一ーー一一'一一一…一一ーー一一ーー一一ー一一一一一一一一一ーし.一一一一苧-114 謝辞一一一一一一ー一一一守ー一一一一一一一ー… ー一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一119 参考文献一一一一一一一一一一一一一一ーー一一一一' 一一一一一一一一一一一一ー一一一一一一一一一一一120

(6)

まえがき

まえが、き

近年の半導体集積技術および電子部品の実装技術の著しい発展に伴い、各種電子機器本体は小形化，省エネルギー化が急速に進んでいる。それに伴って、

電子機器の電源部分に対しでも同様な要求がなされ電源回路の小形化，高効Z率化が強く望まれてきたが、従来の連続制御方式による電源ではこれらの要請に応えるのは困難であった。そこで、連続制御方式に代わり小形，高効率の要求を満足する電波、として現われたのがスイッチング方式による電源、すなわち、

スイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータは、基本的には、

トランジスタのスイッチング動作により直流入力を直流出力へ変換するDC

-DCコンパータと、出力電圧制御用の帰還回路から構成されており、小形，

軽量，高効キを特長とする。これは、従来の連続制御方式電源、では、制御素子であるトランジスタを能動領域で使用し、その電力損失の増減により出力電圧を調整するため、効率が低く発熱も大きかったが、スイッチングレギュレータは、制御素子のトランジスタをオン，オフのスイッチとして用いるので、その損失は極めて小さく高効率となる。また、このためスイッチングレギュレータでは、連続制御方式に必要とされる大きな放熱器は不要となり小形化，軽量化が実現できる。このように、スイッチングレギュレータは従来の連続制御方式の電源に比べ優れた特長を有しているが、その反面、回路動作がスイッチング動作を含むため非線形になりその理解が困難なこと、制御素子のスイッチング時にサージやスイッチング雑音を発生させ、このサージがレギ、ュレータ自身お

よび他の電子機器の信頼性を低下させる原因になることなど、スイッチングレギ、ュレータ特有の問題点もいくつか存在する。特に、最近ではDC-DCコンノてータのスイッチング周波数の高周波化による出力フィルタの小形化が進めら

(7)

まえがき

れており、それに伴って、低い周波数では問題とされなかった制御素子のスイッチングに伴う電力損、すなわち、スイッチング損失が大きな問題となっている。このスイッチング損失は基本的にスイッチング周波数に比例するため、高周波化によるスイッチングレギ、ユレータの効率低下の原因となる。スイッチング損失を低減し高周波化に適した回路として、従来のDC-DCコンパータの制御素子に小さなキャパシタとインダクタを付加し、これらの共振現象を利用

してスイッチング損失を減らすコンパータ回路、すなわち、共振形コンパータが種々提案されているが、制御素子のトランジスタに大きな共振電流，共振電圧が加わることや、スイッチング周波数が大きく変化するため出力のフィルタが大きくなることなどの問題点から、広く実用に供されていないのが現状である。このような問題を解決する一つの方法として、従来のDC-DCコンパータの制御素子に極めて低損失なスナパ回路を付加し、スイッチング損失の改善を図ることが考えられている。本来、スナパ回路はスイッチングに伴う過大な電流サージ，電圧サージから制御素子を保護する目的で付加されていたが、スイッチング損失やスイッチング雑音を低減する効果についても新たに認識されるようになった。このスナパ回路として、従来から抵抗とキャパシタからなる RCスナバが用いられてきたが、これはサージのエネルギーを抵抗で消費する機構となっているため、スイッチング周波数の高周波化に際しスイッチング損失は低減できても、スナパ回路で、の損失が著しく増大するため、このような用途には用いることができなかった。これに対し、キャパシタ，インダクタ，スイッチ素子からなり、原理的に極めて低損失なLCスナパも提案されていたが、

その動作が複雑で、理解が困難なこと、また、高周波化を考慮した設計指針が与えられていなかったことなどの理由により、あまり使用されてはいなかった。

このLCスナバは、 DC-DCコンパータをスイッチング周波数固定で動かす

-2-

(8)

まえがき

ことができ、過大なサージを発生させることがないなど、共振形コンパータに比べ俊れた点を持っており、このような特長をいかすためにはLCスナパの高周波化を考慮した設計法を確立することが必要である。

本論文では、以上の観点から、スイッチングレギ、ユレータの主要部であるD C-DCコンパータとして、現在最も広く用いられている昇降圧コンパータおよびフォワードコンパータを対象に、 LCスナバの設計法について考察している。すなわち、スイッチング周波数の高周波化を考慮し、制御素子であるトランジスタの電力損を最小にするという観点から、 LCスナパの構成素子の値の設計法を与えることを目的とする。このとき、スナパ回路本来のサージ抑制効果やLCスナパ特有の動作モードも考慮されている。以下に本論文の構成を示

す。

第l章は序論であり、始めにスイッチングレギュレータの概要を述べ、次に

本論文の対象とするスナパ回路について説明を行ない、最後にスナパ回路の設計規範について概説した。

第2章は本論文の主要部であり、この章で昇降圧コンパータに対してLCスナパがスイッチ素子のサージ電圧，電力損に対してどのような影響を持っか明らかにし、 LCスナパの構成素子の値の選び方について検討した。まず、 4つ存在するLCスナバの動作モードから、電力損およびサージ電圧の小さな動作モードで動作させることを前提とし、 LCスナパを付加した昇降圧コンバータの動作を詳細に検討した。その結果、 LCスナバを付加することにより昇降圧コンバータの静特性動特性などの基本特性が、大きく変化することがわかった。このため、 LCスナパのトランジスタのサージ電圧に対する低減効果にはある限界があることが示された。次に、トランジスタの電力損を詳細に評価し、

LCスナバの構成素子のうちキャパシタの値がこの電力損に関係する一方で、、

ー3-

(9)

まえがき

インダクタの値は関係しないことや、電力損を最小にするキャパシタの値が存在することなどが明らかになった。以上の結果に基づき、制御素子であるトラ

ンジスタの電力損を最小にするようなLCスナバの設計法を示した。

第3章では、第2章で示したLCスナパをフォワードコンパータに迎用する場合の設計法を述べた。フォワードコンパータの場合、 LCスナパ自体の動作が昇降圧コンパータのそれと全く異なっており、詳細な動作解析の結果、 2つの動作モードが存在すること、 LCスナバはフォワードコンパータの基本特性にほとんど影響を与えないことなどが得られた。この動作モードを考慮し、制御素子であるトランジスタに加わるサージ電圧，電力損を定量的に評価した。

その結果、トランジスタの電力損を最小にする条件は、動作モードの境界で動作することであり、これにはLCスナパのキャパシタの値および出力電流が関係していること、その時のサージ電圧は電源、電圧の2倍になることなどがわか

った。さらに、高周波化の例として、スイッチンクゃ周波数lMHzのフォワードコンパータを試作し、 LCスナパの有効性および設計法の妥当性を実験により確認した。

第4章は以上の研究を総括した結論である。

-4-

(10)

第1章序論

本章では、 2章以降の導入として以下のことを述べる。まず、スイッチングコンパータの基本動作を簡単に説明し、スイッチングコンパータの問題点を示す。次に、これらの問題点を解決する手法であるスナパ回路の概要を述べ、従来のスナパ回路と本研究の対象である無損失スナパについて動作説明を行なう。

最後に、イ間々のスナパ回路の特徴を考慮した設計規範について述べる。

1. 1 スイッチングコンパータの概要

電子機器の小形・軽量化の流れ数量の増大に伴う省電力への要請などを背景に、現在、その電源、部として小形・軽量・高効ネのスイッチングレギ、ユレータが広く用いられている。図1-1に示すょっに、スイッチングレギュレータは、電力変換を行なうスイッチングコンパータと出力を安定化する制御回路から構成されており、さきのスイッチングレギ、ユレータの特長は、スイッチングコンバータによってもたらされたものである。すなわち、スイッチングコンパータでは、半導体をスイッチとして用いることにより高効率が実現され、高周波でオン・オフすることにより重量・体積の点で支配的なフィルタ部の小形化が実現されている。従って、電源部の小形・軽量化への要求に応えるため、スイッチング周波数の高周波化によるスイッチングコンパータの小形化が指向されており、高周波化による小形化はスイッチングコンバータの重要な課題のー

つとなっている。

1. 1. 1 スイッチンクコンバータの動作[1 ]

図1 -1のスイッチングレギュレータの基本構成において、スイッチングコンバータの出力電圧Eは、スイッチ素子のオン時間の割合を表わす時比本Dに

。

-5-

(11)

庄司一唱

力入流直・lE スイッチンクコンパータ

JlSLJ1_

D

第1章序論

直流出力電圧

o E

図1 - ¹ スイッチングレギュレータの構成

-6-

(12)

第1章序論

よって制御される。出力を安定化する制御回路においては、まず、出力電圧E() と基準電圧Erが比較され、その差が増幅され誤差電圧として出力される。この誤差電圧は、時比不変換回路により時比不の大ノJ\に変換され、図1 - 2に示すスイッチの制御パルスとしてスイッチングコンパータの主スイッチを駆動する。

同図において、 Tonは主スイッチ素子のオン期間， Tojfは主スイッチ素子のオフ期間である。主スイッチ素子としては、扱う電力によっても異なるが、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ(FE T)が広く用いられている。

スイッチング周波数は、可聴周波数を避けるため20 kHz 以上の周波数が選ばれるが、近年のスイッチ素子の発達に伴ってスイッチング周波数が高周波化され、

1 MHzを越えるスイッチングコンパータも製作されている。

スイッチングコンパータの回路方式は、 2つの型に大別できる。一つは、主スイッチのオン期間に入力からのエネjレギーをリアクトルに芸え、オフ期間にそれを出力へ放出するもので、エネルギー蓄積方式と呼ばれる。もう一つは、

直流を一旦、交流矩形波に変換したのち、整流 - 平滑して再び直流出力を得るインバータ整流方式である。インバータ整流方式は、平滑回路を含めるとエネルギ一幸子積方式と同ーとみなすことができるので、ここでは、図1 - 3に示すリアクトル電流拡積方式のスイッチングコンパータについて、その入出力電圧の関係を簡単に述べる。説明においては、トランジスタ，ダイオードは理想的なスイッチ素子とし、相補的にオン・オフするものとする。また、スイッチングコンバータ内部の損失は無視する。

(a)降圧コンパータ

図1

-

³(a)の回路において、リアクトルLを流れる電流をIL，入力および出

力電圧をそれぞれ Ei， Eοとする。入出力電圧の関係は、主スイッチQがオンのときにリアクトルに誌えられるエネルギー

(

^{Ei -} ^Eo

)

^{IL Tonと、} ^{オフのときに出}

力に放出されるエネルギー- Eo IL TOjJが等しいとおいて得られる式から、

-7-

園田園園田・E・---ーーー園田園圃圃圃園田園・

・E・

^-

・E・-一一一一園田園田園田園・ーーーーーーーーーーーーーーーー

-山一時

(13)

Tq汀

|、九 �

第1章序論

ON

Switch

_ . OFF

図1 - 2 スイッチの制御パルス

-8-

(14)

第1章序論

Ei

+

E O

(a)降圧コンパータ

E ⁺

E O

( b)昇圧コンパータ

E-i +E 。

(c)昇降圧コンパータ

Ei

+

E O

( d)フォワードコンノてータ

図1 - 3 エネルギー蓄積方式コンパータ

-9-

(15)

-・4・h

Eハ 7ハ.， Tハ円

第1章序論

一二 = … ，二二二 D _(1-1)

Ei Ton+Toff Ts

と表わされる。ここで、時比率Dはlより小さいので、出力電圧は入力電圧よりも低くなる。降圧コンパータは、帰還時の安定性が良好なコンパータとして知

られている。

(b)昇圧コンバータ

降圧コンパータと同様にリアクトjレのエネルギー・バランスを考えて、図l - 3 (b)の昇圧コンバータの入出力電圧の関係式は、

Eo TonキTpff_ Ts ^_ 1

Ei T off T off ¹^- D ^(1-2)

となる。従って、昇圧コンバータの出力電圧は入力電圧より大きくなる。

(c)昇降圧コンバータ

昇降圧コンパータの場合も同様に、図1 - 3 (c)の昇降圧コンパータの入出力電圧の関係式は、

Eo ¹ Ton D

E i n T 0 ff n

(1

^- ^D) ^(1-3)

となる。従って、昇降圧コンバータの出力電圧は、時比不の値により、入力電

圧より大きくすることも小さくすることもできる。この回路の特長は、回路が簡単で、入出力が直流的に絶縁できることにある。これは、第2章で議論の対象とするコンパータである。

(d)フォワードコンバータ

図1 - 3 (d)のフォワードコンパータの出力回路は、基本的に降圧コンパータと同ーである。フォワードコンバータでは入力側の変圧器の巻線比nを考慮することにより、入出力電圧の関係式は、

-Î 0-

圃E・E・_________.一一一一ーーーー圃園田園田ーーーーーー--・E・一一一一ー一--・E・-一一-・E・-一一ーーーーーー園田園�

-

'"昌也 L �レ�一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一ーー.

(16)

--

第1章序論

Eo D

Ei 11 (1-4 )

となる。従って、巻線比によっては、入力電圧より高い出力電圧を得ることや、

大きな降圧比を得ることもできる。変圧器の第3の巻線は変圧器の飽和防止のために必要で、、 l次巻線数をN1， 3次巻線数をN3とおくと、時比ネDは、

D< ^__N ， ^.L Nl ₊N3

で制限される。これは、第3章で議論の対象とするコンパータである。

(1-5)

[2]， [3]， [4]， [5]

1. 1. 2 スイッチングコンバータの問題点

スイッチングコンパータは半導体素子を高周波で動作するスイッチとして用い、しかもその半導体スイッチはリアクトルと接続しているため、従来の連続制御方式電源にはない問題点がある。一例として、スイッチングコンパータのトランジスタの電圧波形と出力電圧の波形を、図1 - 4に示す。同図(a)に示されるように、トランジスタのターンオフ時に過大な電圧-サージ電圧が発生しており、トランジスタが破壊される原因のーっとなっている。同図(b)では、トランジスタのターンオフ時ターンオン時に大きな雑音、いわゆるスイッチング雑音が発生している。このようなスイッチ素子のスイッチングに付随して発生する電圧サージやスイッチング雑音は、電源、自体の信頼性や組み込まれた電子機器の信頼性を損なうため、スイッチングコンパータにおける最も深刻な問題となっている。図1 - 5に、電子機器の信頼性にスイッチングコンパータのサージおよび雑音が与える影響を示す。電圧サージやスイッチング雑音は、ス

イッチングコンパータの基本的動作を解析するための等価回路に加えて、回路の寄生要素等を考慮しなければならない。

41EE 4EE-

(17)

Turn-off

200ns/div (a)トランジスタの電圧波形

10μs/div (b)出力雑音波形

図1 - 4 スイッチングコンパータのサージ電圧およびスイッチング雑音雑音

-12-

第1章序論

(18)

電源

三乞 Jt土日イ寸

第1章序論

サージと雑音発生雑音の抑制

図1 - 5 スイッチング電源、の雑音特性と電子機器の信頼性との関係

-1 3-

圃圃園田園E一一一ーー・圃園田園・E・E・----・E・-ー園田園圃園田ーーーーーーーーーーーーーーーーー--・E・---・E・--・E・-・圃園田園�

A白島』ι 勺山一�... ・E・・E・・E・E・・E・・E・・E・・E・・E・・E・E・・E・・E・

(19)

第1章序論

サージおよびスイッチング雑音に関わる要因としては、次のものが考えられる。

(i) 回路部品に付随する寄生要素

例:変圧器の漏れインダクタンス半導体スイッチの寄生容量 (ii)回路部品の実装時に発生する寄生要素

例:配線のインダクタンス，浮遊容量

(iii)スイッチングに関して半導体スイッチの理想的でない部分例:スイッチング速度ダイオードの逆回復特性

これらの中で、半導体スイッチに対して最も大きなストレスの発生源となるのは、ターンオフ時の電圧サージを発生させる変圧器の漏れインダクタンスである。従って、変圧器を含む昇降圧コンパータおよびフォワードコンパータには、

ほとんどの場合、次節で述べるスナパ回路が付加されている。

-14-

田園圃圃圃圃圃，ーーーーー・圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃園田園圃園田・E・----・圃園田園圃圃圃圃圃圃圃圃園田園圃圃圃圃圃圃圃園田園�

..

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国・・・・・E酔....一、 .

(20)

... ・・

第1章序論

1. 2 スナパ回路の概要

スナバ回路は一種の保護団路であり、主に、前述の電圧サージからスイッチ素子を保護するために用いられる。同時に、スナパ回路は、スイッチング雑音およびスイッチ素子のスイッチング損の低減にも効果があり、電源本体のみならずシステム全体の信頼性を向上させる。本節では、このようなスナパ回路の概要について説明する。

1. 2. 1 スナバ回路の基本動作[6]

スナバ回路は、半導体スイッチに加わる過大な電流・電圧からスイッチを保護するために付加される回路である。図1 - 3のスイッチングコンパータ回路

[7]， l8 J

は、すべて図1 - 6 (a)に示す基本スイッチを含むので、この基本スイッチについてスナパの基本構成を議論する。

まず、スイッチを含む回路において、過大な電流・電圧、いわゆる電流サージ・電圧サージが発生する場合について考えよう。過大な電流が回路に流れるのは、キャパシタをスイッチで短絡した場合であり、過大な電圧は、インダクタに流れる電流をスイッチで開放した場合に発生する。従って、電流サージ・電圧サージが発生するときのスイッチングコンバータは、これに近い状態になっていると考えられる。図1 ^- 6 (a)の基本スイッチのトランジスタにサージが加わらないようにするには、電流サージの場合は、トランジスタに直列にインダクタを挿入すればよく、電圧サージの場合は、開放状態にならないようキャパシタをトランジスタに対し並列に付加すればよい。これを、図1 ^{- 6}(b)では、

それぞれ、 Series Snubber， Shunt Snubberと呼んで、いる。スナパ回路に抵抗が使

われているのは、スナパの効果を維持するため、スナバのキャパシタやインダクタに芸積されるエネルギーを消費するためである。このほかに、回路は複雑

- Î 5-

園田園・・・・園田園田園周回・・・ー--・E・-・園田園園田園・E・E・---・E・-圃圃圃圃E・E・・E・園田園田・・・E・E・

4溢幽色一 ‘}凶

(21)

--

(a)基本スイッチ

Series Snubber:

Shunt Snubber:

第1章序論

(b)スナパ

図1 _- 6 スイッチングコンバータの基本スイッチとスナパ

-1 6^-

E・E・______，i一一一一一一一一一一圃E・E・一一一一一一一一一一一一一一E・E・-一一・

.

4箇甑邑山�岨幽幽圃E・E・・E・・E・ ^・E・・E・ ^・E・・E・・E・・E・・E・・E・-

(22)

ー--

第1章序論

になるが、私積エネルギーを入力電源や出力へ回生するスナパ回路も考えられている。いずれにしろ、スイッチングコンパータのスナパ回路の基本構成は図

1 - 6 (b)に尽くされている。

次に、スナパ回路の効果をサージ以外の点から見てみよっ。図1 _- ₆(a)からわかるように、スイッチングコンパータにおいて主スイッチのトランジスタは、

リアクトルとよばれるインダクタを負荷として動作する。図1 - 7にインダクタ負荷時の、一般的なトランジスタ動作軌跡、を示す。同図においてトランジスタは、ターンオン時には安全動作領域内で動作しているが、ターンオフ時には安全動作領域から逸脱しており、二次破壊にいたる危険性がある。これにスナパ回路を付加することにより、図1 - 7の破線のように、ターンオフ時に安全動作領域内で動作させることができる。

さらに、主スイッチの電力損について考える。図1 - 8に、トランジスタの

電流・電圧波形を模式的に示す。同図(a)のスナパなしの場合は、スイッチング時の電流・電圧波形の重なりが大きく、このときの電力損は大きなものとなる。

同図(b)はスナバ回路を付加した場合を示しているが、スナパ回路によりターンオン時の電流およびターンオフ時の電圧の傾きが小さくなって、電流・電圧波形の重なりが小さく、スイッチング時の電力損も小さくなっていることがわか

[9 J

る。このような、スナバによるスイッチング損の低減効果は、図1 - ₆(b)に

おいて直列に挿入したインダクタンスおよび並列に付加したキャパシタンスが大きいほどその効果が大きい。スイッチング損はスイッチング周波数に比例するため、スイッチング周波数の高周波イヒの際、スイッチングコンパータの効不が落ちる原因となっている。従って、スナバ回路を付加することにより、主スイッチのスイッチング損を減らせれば、スイッチング周波数の高周波化、すなわち、小型 -軽量化に貢献することになる。

-Î 7-

(23)

C

without snubber

_ with snubber

FBSOA

-A， d， d，

-

•

、-

-- - - - -- _ JJr _ _ _____ _ _

νce

(a)JII貢バイアス時の安全動作領域(FBSOA)

C

without snubber

_ with snubber

ed'de

RBSOA

、

. -_ - -ー - -- - - - --- - - -

ν ce

(b)逆バイアス時の安全動作領域(RBSOA)

図1 _- ₇ インダクタ負荷時の動作軌跡、

-1 8-

第1章序論

(24)

ヨーー・ー

第1童序論

νce lc νce

Switching Loss

(a)スナノてなし

νce lc νce

qu qu

o

t'」 Gu nハ AY 川FU ふEL W CU

(b)スナノ刈寸加

図1

-

^{8 スイッチの電流} ^- ^電圧波形

-Î 9-

(25)

、園田-

第1章序論

最後に、図1 ^- ⁶(b)のSeriesSnubber. Shunt Snubberの相互作用について議論する。前節で述べたょっに、変圧器を含むコンパータにおいて、電圧サージの最大の原因は、変圧器の漏れインダクタンスである。この漏れインダクタンスは、ちょうど図1 ^- ⁶(b)のSeries Snubberのインダクタに相当する。従って、変圧器を含むコンパータは寄生要素によるSeries Snubber、いわゆる “寄生スナバ"

を持つことになり、漏れインダクタンスは主スイッチのターンオン時にスナパとして有効に働いている。しかし、一方で、この漏れインダクタンスはエネルギーを消費する抵抗を持たないので、ターンオフ時の電圧サージの原因となり、

主スイッチに対してストレスを与えることになる。このため、外部から付加するスナパ回路は、主にターンオフ時に動作するShuntSnubberで、ある。 Series Snubbedこ関する議論と同様のことがShuntSnubbedこ対しても成り立つので、結

局、スナバ内の孫積エネルギーを処理する機構を持たない場合、ターンオン時

(ターンオフ時)のスナパは、ターンオフ(ターンオン時)時の電流サージ (電圧サージ)の原因になる。

1. 2. 2 RCスナバおよびRCDスナバ (a) R Cスナパ

図1 _- 9に、スイッチングコンバータの基本スイッチに付加したRCスナバを示す。 RCスナバはもっとも広く用いられているスナバ回路で、抵抗とキャパシタから成っている。 RCスナバの動作は、次のとおりである。トランジスタのターンオフ時に発生するサージ電圧をキャパシタで抑制し、サージのエネ

ルギーをキャパシタが吸収する。吸収したエネルギーは、トランジスタ・オン時に抵抗で消費され、次のトランジスタ・ターンオフに備える。

-2 0-

園田園園田園園田F ^一^一一一ー園田園一--・E・-ー一一一ー園田園一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一ー・E・-一一--・E・-一一・圃圃圃圃園圃ーーー

�.， ^. 幽幽幽幽圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃圃園

(26)

、---

「ーーー一ー寸

RC : Snubber :

図1-9 RCスナノて

-21-

第1 :章序論

(27)

、---

第1 :章序論

RCスナバの特長は、回路が簡単で、動作も理解しやすいことにある。その反面、上の動作説明からわかるように、スナパ・キャパシタが吸収したエネルギーを抵抗で消費するため、スイッチングコンバータの効咋が低下する。この傾向は、スイッチングコンパータの小形・軽量化のためスイッチング周波数を高周波化する際に顕著となる。従って、 RCスナパはスイッチング周波数の高周波化には不向きである。

，，[10]

(b) R C 0スナハ

図1 - 1 0に、スイッチングコンパータの基本スイッチに付加したRCDスナパを示す。 RCDスナバも広く用いられているスナパ回路で、抵抗，キャパ

シタ，ダイオードから成っている。図1 - 1 0に示すように、 RCDスナパには2種類の接続があるが、同図(b)の接続はトランジスタ・オフ時に抵抗に電流

が流れ続けるので、同図(a)の接続に比べスイッチングコンバータの効不が低い。

このため、実際には、同図(a)の接続が用いられており、動作説明も(a)の接続についてのみ述べる。

RCDスナバの動作は、次のとおりである。トランジスタのターンオフ時に発生するサージ電圧をキャパシタで抑制し、サージのエネルギーをキャパシタが吸収する。このとき、キャパシタに直列に抵抗が入っていない分、 RCスナバに比べてトランジスタの電圧波形の傾きは小さく、トランジスタのスイッチング損の低減効果が大きい。吸収したエネルギーは、トランジスタ・オン時に抵抗で消費され、次のトランジスタ・ターンオフに備える。

RCDスナパの特徴は、 RCスナバのそれとほぼ同じである。従って、 RC Dスナパもスイッチング周波数の高周波化には不向きである。

-22-

(28)

、司圃--

第1章序論

「一ー一一一一一1

RCD : I一一「

Snubber _I

(a)

「一一一一ーー- ，

RCD ;

^一一一

Snubber _I

\，ノ'hu f，，、、

図1-10 RCDスナパ

-23-

(29)

、---ー

第1章序論

1. 2. 3 LCスナバ

上のRCスナパは、スナパ回路のキャパシタにお積されるエネルギーを抵抗で消費していたが、この本積エネjレギーを入力電源や出力へ回生するスナパ回

1111， []2j， [13]， [14]， [15]， 1]61

路も種々考えられている。これらのスナバ回路は、基

本的に抵抗をその中に含まず、キャパシタ，インダクタ，スイッチ素子から構成されている。従って、 RCスナバと大きく異なるのは、スナバ回路内での電力損が極めて小さいという点で、そのため、しばしば “無損失スナバ" あるいは “LCスナノヤ' と呼ばれる。このLCスナパは、スナバ回路での電力損が非常に小さいので、スイッチング周波数を高周波化する際にも、スイッチングコンパータの効率を犠牲にすることなく、電圧サージを抑制することができる。

しかし、キャパシタの蓄積エネルギーの回生のためにインダクタとの共振が用いられ、スイッチ素子としてダイオードが使用されるので、動作が複雑になることや、入出力電圧や負荷の重さに応じスナパ回路の動作モードが変わるという欠点がある。

本研究で対象とするLCスナバを、図1 - 1 1に示す。これ以降、特に断らない限り “LCスナノヤ' と言ったときは、このスナパ回路を指すものとする。

同図で、 LCスナバは、昇降圧コンパータに付加されている。この回路でLC スナバは、トランジスタ・ターンオフ時のサージ電圧をスナパ・キャパシタC で抑制し、トランジスタ・オン時にスナパ・キャパシタの蓄積エネルギーを、

スナパ・インダクタLとの共振を使って入力電源へ回生する。 LCスナパの詳しい動作解析は、第2章で行なう。

-24-

(30)

、-ー

第1章序論

E

+

E。

LC

Snubber

図1 - 1 1 ^LCスナパを付加した昇降圧コンパータ

-2 5-

(31)

-，...-・L

第1章序論

1. 3 スナバ回路の設計規範

本節では、上で述べた各スナバ回路の特徴をもとに、スナパ回路の設計規範について議論する。その結果、 RCスナパおよびRCDスナパの場合はスナパ回路での電力損が、 LCスナバの場合は主スイッチの電力損がLCスナバの設計規範として選ばれる。

1. 3. 1 RCスナパおよびRCDスナバぷ[î 7]

(a) R Cスナハ

RCスナパにおいて、決定しなければならない回路定数は、抵抗RとキャパシタCの値である。設計規範として、まず、サージ電圧が考慮されなければならないo R Cスナバでは抵抗とキャパシタの値の組み合わせにより、サージ電圧のオーバシュートを零にする、すなわち、臨界制動の状態にすることができる。但し、この組み合わせは無数に存在するので、 RCスナパの最適設計を行なうには、回路定数を一意に決定するための規範が必要である。

RCスナパについては、スナバ回路での電力損が比較的大きく、これがスイッチングコンバータの効率を下げる原因となる。従って、設計規範としてスナパ回路の電力損が選ばれる。すなわち、スナパ回路の最適な回路定数は、臨界制動の状態になるもののうち、最もスナパ回路で、の電力損の小さい組み合わせである。なお、 RCスナバの場合は、大きなスナバ・キャパシタンスはスナバ回路での電力損を増大させるので、主スイッチのスイッチング損の低減効果は、

あまり望めない。

.[î 8]

(b) R C Dスナバ

RCDスナパにおいても、決定しなければならない回路定数は、抵抗Rとキ

-26-

(32)

第1章序論

ャパシタCの値である。 RCスナパと同様に、設計規範として、まず\サージ電圧が考慮されなければならない。電圧サージの発生するトランジスタのターンオフ時には、 RCDスナパはキャパシタだけが働くので、サージ電圧のオーバシュートを零にすることはできない。しかし、 RCスナパに比べて大きなスナパ・キャパシタンスが使えるので、サージ電圧は十分に抑制できるのが普通である。このため、 RCDスナパでは、別の設計規範に従ってスナバ回路の素子定数を決定した後、サージ電圧が十分抑制されているか確認するという手順が取られる。

RCDスナパについても、スナバ回路での電力損が比較的大きく、これがスイッチングコンパータの効率を下げる原因となる。従って、設計規範のひとつとしてスナバ回路の電力損が選ばれる。さらに、 RCDスナパでは、 RCスナバに比べて大きなスナパ・キャパシタンスが使用できるため、スナパ回路が主スイッチのスイッチング損を低減する効果に着目して、主スイッチの電力損も設計規範として選ばれる。従って、スナパ回路での電力損と主スイッチの電力損の合計が最小になるように抵抗とキャパシタの値を決定することになる。

1. 3. 2 LCスナバ

LCスナパにおいて、決定しなければならない回路定数は、スナバ・インダクタンスLとスナパ・キャパシタンスCである。設計規範として、まず、サージ電圧が考慮されなければならないo R Cスナパでは、スナパ回路での電力損が大きくなるため、あまり大きなスナパ・キャパシタンスは使えなかったが、

無損失に近いLCスナパでは、大きなスナパ・キャパシタンスが使用できる。

このため、サージ電圧について大きな抑制効果が期待できるLCスナパでは、

別の設計規範に従ってスナパ回路の素子定数を決定した後、サージ電圧が十分

-27-

(33)

.，_...-

第1章序論

抑制されているか確認するという手順が取られる。

次に、 RCスナパの電力損に相当するLCスナパの設計規範として何が適切か考察しよう。前の節で述べたように、 LCスナパ内の電力損は極めて小さく、

これを設計規範に選ぶのは適切でない。そこで、 LCスナパの場合には、スナパ回路が主スイッチのスイッチング損を低減する効果に着目して、主スイッチの電力損を設計規範として選ぶことにする。すなわち、主スイッチの電力損を最小にするようにLCスナパの回路定数を決定することにする。

最後に、 LCスナバの動作に関する拘束条件について述べる。 LCスナパでは、前にも述べたように、スイッチングコンパータの入出力の条件で動作モードが変わってしまう。このため、 LCスナパが目的とする入出力のときに、どの動作モードで動いているか特定する必要がある。また、トランジスタ・オン時に、共振を使ってエネルギーの回生を行なうため、スイッチングコンパータのオン期間が制限される。このように、 LCスナパを設計する際には、選んだ、

スナパ回路の回路定数が、 LCスナパが正常に動作する条件を満たしているか、

検証する必要がある。

ー28-

(34)

�ー

第2章昇降庄コン/\ータにおけるL Cスナパの設計

第2章昇降圧コンバータにおけるしCスナバの設計

本章では、昇降圧コンパータにおけるLCスナバの設計について述べる。まず、 LCスナパを付加した昇降圧コンバータの動作解析を行ない、 LCスナバがコンパータの諸特性に与える影響を調べる。次に、コンパータの主スイッチの電力損について解析し、その電力損を最小にするという観点から、 LCスナバの最適設計を行なう。

2. 1 昇降圧コンパータにおけるし Cスナパの動作解析

LCスナパを昇降圧コンパータに付加するとコンパータ自体の動作が変わってしまうため、 LCスナパを含めたコンパータの動作解析を新たに行なう必要がある。また、 LCスナバを付加したことにより4つの動作モードが現われる

[ 15]

ことがわかっており、どの動作モードでLCスナパを動作させるか問題になる。

本節では、まず、 LCスナパを付加した昇降圧コンパータの動作モードについて述べ、昇降圧コンパータに対して適切な動作モードを選ぶ。次に、選んだ動作モードについて静特性，動特性解析を行ない、 LCスナパの影響について述べる。静特性解析の結果を用いて、主スイッチのトランジスタの電力損解析を行ない、その電力損を最小にするという観点からLCスナパの最適設計を行なう。

-29・

(35)

第2章昇降庄コンパータにおけるしCスナバの設計

2. 1. 1 LCスナバの動作解析[î 4]， [î 5J

図2-1にLCスナパを付加した昇降圧コンパータを示す。このLCスナパ

を付加したコンパータは、表2-1に示すように、 8つの状態の組み合わせから4つの動作モードが可能となる。各動作モードの動作波形を、図2-2�図 2 - 5に示す。同図から、動作モード2および3では、トランジスタの電圧においてターンオフ時のステップ変化がなく、スイッチング損失が少ないということがわかる。また、トランジスタに加わるサージ電圧は動作モード1， 2，

3， 4の順に大きくなるので、動作モード2と3では、動作モード2の方がより望ましい。従って、 LCスナパは動作モード2で用いるのが適当であり、動作モード2で用いることを前提にコンパータの動作解析を行なう。

LCスナバの動作モードの境界を負荷平面に描くと、図2-6のようになる。

各動作モードの動作範囲は、電源電圧Ei' リアクトルの巻線比n，リアクトルの漏れインダクタンス'W' スナパ・キャパシタンスCに影響を受けることがわかる。

動作モード2の動作概要は以下のとおりである。トランジスタQがターンオフすると、ダイオードDllが導通状態となり、スナパ・キャパシタCによりトランジスタのサージ電圧が抑えられる。その後、ダイオードD2が導通し、 2巻線リアクトルに蓄えられたエネルギーが2次側に放出される。次に、トランジスタがターンオンすると、リアクトルへのエネルギー蓄積が始まり、一方、スナパ・キャパシタCの存ì積エネルギーは、ダイオードD12を通してスナバ・イ

ンダクタLに移されると同時に、 C自身を逆充電する。その充電電圧が電源、電

圧Eiを越えるとダイオードDllが導通し、インダクタLのエネルギーが入力電源に回生される。

-30-

(36)

第2章昇降庄コンパータにおけるし Cスナパの設計

D

円ノ」nυ

n 11 ハυ

+E

E

012

図2 - 1 LCスナパを付加した昇降圧コンパータ

Ei = 24 [V]， Eo二5 [V]， ^R= 2.5 Q， Co= 2200μF;

L ₁= ^{1. 1 3}[mH]，η= 4， Ts= l/fs = 20 [μs];

L = 75 [μH]， Q: 2SC3058A

ー31-

(37)

...--

第2章昇降圧コンパータにおけるLCスナパの設計

表2-1 LCスナバを付加した昇降圧コンパータの状態と動作モード

状態 Q 011 012 O2 OFF ON OFF OFF

2 ON

3￥ OFF ON

4 OFF

5 ON OFF ON ON

6 OFF

7本 ON

8 OFF OFF

<-_

*エネルギ一回生が行なわれる

モード1 1-2・4-5-6-8 モード2 1-2-4-5-6-7-8 モード3 1-2-3-4-5-6-7-8 モード4 1-2-3-4-5-6-8

-32-

(38)

昇降圧コンバータにおけるし Cスナパの設計第2章

ア1 11111111

6 8

111111111 1円U A

5

一一一一

^寸

一一一

^l

一一一一_ _

^..l一一一_I

_t:

v

ce

Ei十月E。

i

- nι- I4

Vcep

v c

nEo

^+IL'

一月Eo- fd

2 4 State

。

動作モード1の各部波形

図2-2

-33-

(39)

第2章昇降圧コンパータにおけるし Cスナパの設計

v ce

，/

v cep

Ei

⁺

nE。

。

nEo+ ILd _:

nEο卜一一__-1ー

。

1f2

f

E

State 4 11 6 1718

A 5

μ A

Energy Return

。 f

図2-3 動作モード2の各部波形

-34-

(40)

昇降圧コンパータにおけるL Cスナバの設計第2章

也

v ce

FI

ll

111111

ηι+ I4

i

+nι-I LA

。

Vcep

Ei + n E，。

E

f

8 ア 6

3 State

。

動作モード3の各部波形

図2-4

-35-

(41)

昇降圧コンパータにおけるし Cスナパの設計第2章

v ce

v cep

i-nEo+ h{Ji

Ei +

n

E。

8 6

111

1111

1

di

...J

_

T

n

Eo・f-- J:

11 ¹

___ _

^..1

___ー

^!^ー^-

一一一ーー

nEo +lL'

Ei+nEo- h{Ji

。

いEo+ 14

3 2

State

Uyn Gur VZEalJ Ae山n E

ER

。

動作モード4の各部波形図2 ^- ⁵

(42)

第2章昇降庄コンパータにおけるL Cスナハの設計

。

E

MODE4

MODE3

F円一n

MODE1

。 _n Ei花 ^f

o

図2-6 LCスナパを付加した昇降圧コンパータの動作モード境界

(43)

第2章昇降圧コンパータにおけるしCスナ八の設計

2. 1. 2 LCスナバを付加した昇降圧コンバータの静特性解析

動作モード2には、 7つの状態が現われるが、その内の状態5は通常継続期間が短く、コンパータの特性にはほとんど影響を与えない。また、トランジスタ・オン時に状態6， 7， 8の3つの状態が存在するが、これは、 LCスナバの動作に着目した状態分けであるので、コンパータの特tl�を考える場合にはl つの状態として扱うことができる。以上から、ここでは、状態1 ，状態2，状態4，状態6，7，8の4つの状態を使って、 LCスナバを付加した昇降圧コンノてータの静特性を解析する。解析では、回路の状態変数として、リアクトルの電流lLと出力キャパシタの電圧v。をとり、 lスイッチング周期の差分方程式を導く。解析に用いた等価回路は、図2-7にまとめて示す。

(a)状態1

図2-⁷(a)の等価回路から、各状態変数は、

ν。(t)

⁼

vo(O) e

^-^t/coR

叱

(t) = 1一 |同 Ei

一

立山 IL山( 川州 O的 ) リ山 |レヤ川 e- λ一イ(ヤい川η仏l んιLl小l

ω 1L1 1 . 2 '_" ' 1

+

iL(O)e- (rl々Ll)

t

cosω1t

但し、 ω1 ⁼

イ _比

1C

- (rl々LI)2

(2-1 )

(2-2)

と表わされる。ここで、iL(O)，

vo(O)は各状態、での初期値である。状態lの期問TDは、 2次側のダイオードD2がターンオンする条件から求められる。すな

わち、t=

TDにおいて次式が成立する。

d ir

KL l

�

一二 =-I1 Vハ

d

t '"

ここで、 K ^�

1， Co >>C， Ll/C>>

^{r12とすると、} ^TDは、

TD � ^.

�r. ， j E i

^{+ n}^vo(O)

- iL(O)川

lL(O) L .

"" ' '_'" "J

(2-3)

(2-4)

となる。さらに、Co R>>九， 2L1/rl >>

^Tsより、 ^{この状態の最終値は、}

(44)

第2章昇降圧コンパータにおけるLCスナハの設計

110 +

(a)状態lの等価回路 IL二ILl

句aEAr'

fwl n2f w2 η2r2

n "0 +

州犬態2の等価回路 ÎL = ÎLl + ÎL2

/

ⁿ

図2-7 LCスナバを付加した昇降圧コンパータの等価回路

(45)

Vo

+

(c)状態4の等価回路 iL = iL2

/

^η

ν。

+

(d)状態6， 7， 8の等価回路iL=iLl

図2-7 LCスナバを付加した昇降圧コンパータの等価回路(つづき)

-40-

(46)

Vo川OバJ川(ケ防Tら昨D

リ'D)

:::::

ÌL(O) +芋 _L

₁

r

_L^Ei_'

-

^r

• � 1立川，

^-^J

- ^2L 2 ¹ 1

^C

^1・L(O)

(2-5)

(2-6)

と近似できる。

(b)状態2

この状態は、リアクトル電流がl次側から2次側へ移る状態である。解析を簡単にするため、図2^- 7 (b)でリアクトル電流lLが一定で、あると仮定すると、

出力電圧v。は

vo(t)

"" lVO(川R+ !)

ⁿ^iL(O)いoR

一月包(0) ^{e-α2 t}

(子山+?c叫

+

^Rⁿ

^ÌL(O) ^(2-7)

(2-8)

但し α 2二2( ; ^l :74 ^2)ω2

⁼

�

^C^(lwl

^+1山)α22

ぺ/ α

一R

11

一

O 一ハし一一

1111111」 B 十1a

今L lv

Ll幻j流

α 者一也

一側

一Pハ次

11

一

o l

+ルジ LWの

2!

ト ω

ク ω

ω 「ーーっしア c 戸川リ町

二

、

fu

で A

~ ~ア) 、ノ 1Y」

なる

G ・ u-U

こ/けい

(2-9)

と表わされるので、状態2の期間TpはÌLl(t) ⁼0となってダイオーFDl1がターンオフする条件から、

π一初日

P

T

(2-10)

-41-

(47)

第2章昇降圧コンパータにおけるしCスナバの設計

と表わされる。 ω2

>> l/CO

^R

，

^ω

2 >>α2より、f二Tpにおいて式(2-7)， (2-8)

は

匂(Tp) "" vo(O)

(1

^-

剥

^+η

2

⁰⁾

(

^Tp-

U ⁽

²

^-

¹¹⁾

iL(T p)二iL(Ü)

となる。

(2-12)

(c)状態4

図2 -

7 (c)の等価回路で".. L2二L1

μ

を考慮すると、リアクトル電流lL，

出力電圧v。は、

司、J

，Tι ω Fδ 的 ω o

c

+ +

、43J 4'L 間

一 R cδ nb ・ 'i n 的

L引1j

til-〉r一11一円'

h げノ21一L

f

- ( 4 】劃川一司、 }

一ωJ

←

ω2一I-Er--.臼一nk

一rL2! ・山

f lo一 t i

ff

- eω

一

l

切一

e1 一3一均一一 α IHllrE/il--α 3〕f一句つi

f ;

仰「LP

旬

、、 J

一一 α-HLhJUV

F J

0 1

一

E 1 一 C 一 E 一 r 旬

、り1一

3

)

r一l

rw 一 ω o

-

- 一昨一

O

・v+

J \ 一 t

弘一

一一一一

JU

μ

1s ・ 7ι

(

2 -

13)

(2-14 )

ωミ二/\

�

^{V L}

/

¹ⁿCo ²

^_}_

4

¹ \ ^_

_CO

¹ �

R

_

ⁿL ^{2 r2}¹

⁾ J

²

と表わされる。ドライブ回路の信号によりトランジスタがターンオンするまでこの状態は継続する。従って、この状態の期間TQは、

TQ=Ts-

(

_TD+Tp+Ton

)

⁽₂

-

15)

と表わされる。ここで、 To以トランジスタのオン期間である。 α3<<1

/

_Ts'

ω3く:< l

/

Tsより、この状態の最終値は、

-

⁴²

スイッチングコンバータにおける無損失スナバの設 計に関する研究

九州大学学術情報リポジトリ

Kyushu University Institutional Repository