。この一事からわかるように，現代社会において，僅かな時間の電気の遮断ですら大きな悪影響が出るほどに，我々は電気エネルギーに依存している。そして，その依存度の高さから，電気事業者には高い信頼性が要求されている。

現状，日本の電力系統は高い信頼性を誇っており，

2008

年における一需要家あたりの年間事故停電時間は

6

分と，世界的に低い値となっている

[3]

。また，一年間に発生する瞬時電圧低下の平均回数は

9.1

回との報告があり

[4]

，こちらも諸外国と比較して少ない回数と見込まれている

[5]

。しかしながら，停電や瞬時電圧低下の発生件数が零でない以上，常に一定のリスクが存在する。そういった危険性に対してパワーエレクトロニクス技術が利用され，さらなる高信頼化に貢献している。代表的な機器として，

無停電電源装置（

Uninterruptible Power Supply

，

UPS

）が挙げられる。現在，

UPS

はオフィスや工場から一般家庭まで幅広い施設で使用されており，出荷台数も増加傾向となっている

[6]

。データセンターのような極めて高い信頼性が要求される施設においては，高圧直流給電技術を適用することでさらなる高信頼化と低損失化を実現する手法が注目されている

[7]

。

その他の要求として，環境にやさしいクリーンなエネルギーが求められている。

(12)

2011

年

3

月

11

日の東日本大震災に伴い発生した福島第一原子力発電所の稼働停止により，火力発電への依存度を増加せざるを得ない状況となった。その結果，以降の

CO2

排出量は原子力発電停止前と比べ大きく増加した

[8]

。現在，

CO2

排出量削減目標として

2030

年には

26%

の削減（

2013

年度比）が，

2050

年には

60–80%

の削減（

2007

年度比）が掲げられている

[9]–[11]

。この目標を達成する上で，火力発電への依存度が高い現状は望ましい状況とは言えない。したがって，環境に配慮した電気社会を確立することは重要な課題であると言える。この課題の解決に対しても，パワーエレクトロニクス技術は大きく貢献している。その役割は，消費電力の削減，および再生可能エネルギーによるクリーンな電力の提供である。

2015

年

6

月に策定された，

2030

年のエネルギー需要の見通しでは，一次エネルギー需要削減目標として約

5030

万

kl

（原油換算）の省エネルギー化が掲げられた

[12]

。発電用に使用される一次エネルギーは国内供給量の

43.9%

（

2013

年度実績）であることから，電気エネルギーの需要削減も求められている

[13]

。具体的な需要削減策として，普及が進む電気自動車やプラグインハイブリッド自動車など次世代自動車の普及や，

LED

照明等の省エネルギー照明の更なる普及が検討されている

[14]

。その他にも，近年研究が進む

HEMS

（

Home Energy Management System

）および

BEMS

（

Building Energy

Management System

）などの各種エネルギーマネージメントシステム

[15]

の推進も

検討されている。これら製品

·

サービスにおいてパワーエレクトロニクスは重要な要素であり，より高効率で便利な製品を生み出すことは，パワーエレクトロニクス技術者の重要な役割である。また，同見通し内にて，

2030

年における電力需要の

22–24%

を再生可能エネルギーで賄うとの目標も掲げられている。これらの見通しを実現するためには，パワーエレクトロニクス技術の発展は必要不可欠である。太陽光発電や風力発電に用いられる電力変換器は，現在までに多くの研究がなされてきた

[16]

。国内では，太陽光発電の遠隔制御に関する実証実験に取り組むなど

[17]

，普及を進めると同時に，さらなる発展が求められる分野である。

以上のように，パワーエレクトロニクスは現代の電気社会における課題を解決する上で非常に重要な役割を担っている。そして，今後の電気社会の発展を維持する上で，

よりいっそう重要な分野になると考えられる。

(13)

1.1.2

省エネルギー化と高調波問題

省エネルギーが発電と同等の効果を有することから，省エネルギーにより得られたエネルギーをネガワットと呼ぶことが提唱されている

[19]

。すなわち，省エネルギー機器はネガワットの観点で非常に高い発電効果があると言える。インバータエアコンは，従来の断続運転による温度制御と比較して，大幅な小形化

·

^{省エネルギー化を達成} した

[18]

。ノンインバータエアコンと比較すると，インバータエアコンは約

30%

もの消費電力削減効果を有する

[20]

。文献

[21]

は，米国内の照明をすべて

LED

照明に置き換えることで，年間

475 TWh

のエネルギー消費が削減できると報告している。以上のような省エネルギー機器の多くはパワーエレクトロニクス技術を適用することで実現しており，多くの場合，系統電源の交流を直流に変換する回路が内蔵されている。

インバータ機器の直流電圧は，電源電圧の交流電圧を整流することで生成されている。

LED

電球も，交流電圧を直流電圧に整流する必要があり，電源回路部に整流回路が含まれている

[22]

。これら整流回路として，ダイオード整流回路は回路構成が簡易・

比較的安価といった特徴から，多くの汎用品に使用されている。しかしながら，ダイオード整流器は多量の低次高調波（主に

150 Hz

，

250 Hz

，

350 Hz

）を発生するという欠点を有する。高調波は電気機器に悪影響を与えることが知られており，系統電圧における高調波含有量は電力品質の指標の一つとなっている

[23]

。その悪影響は様々であり，送配電損失の増加や機器寿命の低下など，定量化が困難なものも存在する。また，過去には高調波が原因で電気設備が爆発した事例も報告されており

[24]

，人命に関わる問題にもなりうる。上記のような事故を防止するために高調波規格が施行され，

その抑制がなされている。規格により，特定の需要家は高調波発生量を基準値以下に低減することが必要となる。そのため，対象の需要家は各種高調波フィルタを導入することで高調波抑制を図っている。

家電機器など小電力の高調波発生源は，メーカー側が製品に対策を施し，高調波電流の発生量を基準値以下に抑制することが必要となる。その結果，個々の機器から発生する高調波電流は微小な値にまで低減されている。しかしながら，系統に接続される機器の絶対量が膨大であるため，発生する高調波電流の総量は無視できないのが現

(14)

図1.1 実系統における高調波電圧ひずみの推移（[25]より引用）

状である。図

1.1

は配電系統内の負荷を

6

つのグループに分類し，各グループの負荷が発生する

5

次高調波電流の一日の推移を推定したものである

[25]

。注目すべきは，

低圧系統の単相負荷が発生する高調波電流が一日を通して高い水準にある点である。

地域による格差は存在すると思われるが，低圧単相負荷から発生する高調波電流が全体として無視できない状況であることは，このデータから明らかである。

近年は

LED

電球が急速に普及するなど

[26]

，高調波発生源は増加の一途となっている。先に示した

2030

年の消費電力削減目標を達成するためには，更なる省エネルギー機器の普及が必要不可欠となることから，今後，高調波電流が増加していくことは避けることができないと思われる。したがって，省エネルギー化を推進していくためには，高調波問題への更なる対策を行うことが必要になると思われる。

1.1.3

分散型電源による高調波抑制

高調波問題を根本から解決する方法は，高調波の発生を抑制することである。しかしながら，高調波抑制回路の追加は，部品点数の増加による機器体積の増大等を招くため，消費者の観点からは望ましい方法とは言えない。また，現在普及しているすべ

(15)

ての機器に対して，今以上の抑制対策を施すことは困難である。その他の方法として，

機器単位でなく需要家単位で対策を行う方法もあるが，系統に接続される全需要家が高調波抑制装置を導入することは現実的ではない。

近年，新たな高調波抑制の手段として分散型電源（

DG

）を用いた方法が注目されている。日本においては，太陽光発電（

Photovoltaic, PV

）が広く普及してきており，

PV

の設置数は増加傾向にある。

PV

は，太陽光パネルで発電した直流電力を我々が使用する交流電力に変換するための電力変換回路を備えている。この電力変換回路を電力用アクティブフィルタ（

Active Power Filter, AF

）として動作させることで高調波抑制装置の機能を付加する研究が近年盛んに行われている。

PV

を例とすると，

PV

は夜間や悪天候時は勿論のこと，晴天時においても常に最大定格で動作するとは限らない。そういった

PV

出力が電力変換器の最大定格に達しない状況において，

PV

を

AF

として動作させる。この手法の利点の一つは，制御回路の変更のみで機能を追加可能なことである。すなわち，従来の高調波対策とは異なり，高調波抑制専用の特別な装置を必要とせずに高調波抑制が達成できる。また，我が国において，先に述べたように再生可能エネルギー比率の増加を目標に掲げているため，

DG

の普及は今後より一層進むと考えられる。以上の理由から，高調波抑制機能を有する

DG

は，将来の高調波補償装置として活躍することが期待されている。

特に，低圧配電系統の高調波抑制に対しては，

DG

による高調波抑制は効果的であると考えられる。先述したように，現在わが国では低圧系統に接続される需要家に対する高調波発生量の限度値が定められていない。そのため，低圧系統の需要家に高調波抑制の義務はなく，高調波フィルタを普及させることは困難である。しかしながら，

AF

のような高調波抑制専用の装置ではなく，

DG

の付加機能としての高調波フィルタならば普及が比較的容易だと思われる。

一方で，

DG

に発電以外の機能を付加するためには様々な課題が存在し，多くの研究がなされている。例えば，太陽光発電の本来の目的である発電を阻害してしまうと，

設置者の不利益に繋がる。したがって，有効・無効電力の制御を正確に行う必要があり，多くの研究がなされている。また，最小限の容量で電源品質を達成するための指標などを検討している論文も見受けられる。また，多数の太陽光発電装置が並列に接

(16)

続された状況において，出力分担を適切に行う手法の報告もある

[27][100]

。以上のように，

DG

による高調波抑制の実用化における技術的課題は，多くの研究により解決法が提案され実用化に近づいている。

ただし，

DG

に付加する機能として提案されているのは，高調波抑制機能だけではない。たとえば，

DG

を用いて系統の電圧調整を行うことで，系統電圧を適正値に維持する手法が提案

·

^{研究されている}

[28]

。その他にも，

DG

により系統電圧の不平衡補償を行う研究も報告されている

[29][30]

。これらの機能と高調波抑制機能が共存するためには，各制御と干渉しないことが重要である。現状は個別の機能に関する研究が主であるが，将来的には

DG

は単なる発電装置ではなく，多くの付加価値を有する装置になると考えられる。

1.1.4

高調波抑制の方法と考え方

負荷で発生した高調波電流が電力系統へ流出すると，送配電線のインダクタンス成分等に起因して高調波電圧が発生する。その結果として，系統電圧に高調波ひずみが生じ，歪んだ電圧が他機器への悪影響を与える。したがって，高調波電流は発生源の近傍で抑制し系統電圧への影響を極力抑えた方が良い，というのが従来の高調波電流抑制の基本的な考え方である。すなわち，住宅用

PV

等による高調波抑制を行う場合には，住宅から発生する高調波電流をすべて抑制する方法が一般的である。この方法は，単相回路のみを考えた場合には，もっとも効果的な手法のように思える。しかしながら，実際の電力系統は三相システムであり，単相回路のみでの考え方が三相系統の電力品質改善において効果的とは限らない。

低圧系統に導入される住宅用

PV

などの

DG

は単相系統に連系されるため，高調波抑制時には単相

AF

として動作する。一般的な

AF

は，近傍負荷から発生するすべての高調波，もしくは支配的な次数の高調波を抑制する。したがって，単相

AF

が出力する高調波電流の多くは，高調波の中でも発生量の多い

3

次，

5

次，

7

次高調波成分となる。一方で，実際に高調波障害の要因として問題となっている高調波次数は

5

次と

7

次であり，

3

次高調波は含まれていない。このことからわかるように，単相回路で発生する高調波と電力系統で問題となる高調波は，必ずしも対応しているとは限らな

(17)

い。したがって，単相系統で発生する高調波電流が三相系統に与える影響を考慮すれば，より効果的な単相高調波補償が可能になるのではないかと思われる。

また，

DG

は需要家が主体となって導入されるため，必ずしもすべての住宅に導入されるとは限らない。すなわち

DG

が三相平衡に接続されるとは限らず，

DG

の導入率が高い特定の相のみ高調波電流が抑制されるような状況になりうる。今後

DG

の普及が進み，設置台数が増加した場合には，高調波電流が著しく不平衡になる可能性がでてくる。現状，系統電圧に含まれる

3

次

· 5

次

· 7

次高調波成分は，それぞれ零相

·

^逆相

·

正相となっており，高調波電流は平衡状態に近い値であると推定できる

[31]

。一方で，もし現状と異なる不平衡高調波が発生した場合，どのような変化が起こるかは不明であり，新たな問題が発生する可能性がある。

以上のように，単相系統で発生する高調波電流が三相系統に与える影響の検討は，

単相高調波補償装置の普及を進める上で必要不可欠である。

1.2

研究目的

本研究の目的は，単相

DG

を用いて三相配電系統の高調波電流を抑制する手法を確立することである。単相

DG

による高調波補償を行う上で，単相の高調波補償装置が三相系統の高調波に与える影響を検討することが必要不可欠である。本論文では，単相

AF

が三相回路の一部の相のみに接続された場合の影響を検討し，課題点を明確化する。さらに，

AF

の接続状況を考慮した制御法を提案する。

従来の高調波抑制に関する研究により，高調波の検出法や制御法は十分に議論

·

^提案されている。また，

DG

を高調波抑制装置として使用するにあたり発生する技術的課題は様々な論文により議論されている。一方で，高調波抑制法については十分に議論されておらず，

DG

の近傍負荷から発生する高調波を抑制する手法が一般的となっている。この手法は，

DG

が接続された単相の高調波電流の抑制は達成できるが，三相系統を流れる高調波電流の抑制効果は保証されていない。すなわち，

DG

により一部の相の高調波電流を低減したことで，三相系統の高調波電流が増加してしまうおそれがある。そういった状況を防ぐために，単相の高調波フィルタが不平衡に接続された状況を想定して議論する必要がある。

(18)

また，

DG

の接続状況が三相不平衡な状況下においては，不平衡な高調波電流の発生に繋がる。不平衡な高調波とは，不平衡負荷から発生する高調波電流を示し，平衡負荷から発生した高調波とは異なる挙動を示す。文献

[37]

は，三相不平衡な

3

次高調波電流によって事故検出用逆相電圧リレーが誤動作したこと報告している。これは，

不平衡高調波が誘発した高調波障害の一例であり，不平衡な高調波補償が問題となる可能性を示唆している。したがって，単相高調波補償が不特定多数ある場合においては，単に近傍負荷が発生する高調波電流を抑制するのではなく，三相電源へ流入する高調波電流を抑制する手法の検討が必要となる。

以上の理由より，本研究では単相高調波補償装置の研究であるが，三相回路を用いて検討

·

実験を行い，線電流に含まれる高調波電流を低減する。本論文の特徴として，

近年普及

·

発展が進む通信技術を使用して

[32]–[36]

，三相系統の線電流の情報が得られることを前提とした議論を行う。三相系統の線電流の情報を用いることで，三相系統全体への影響を考慮した高調波抑制が可能となる。

本研究は始めに，高調波補償装置が一相，二相，および三相に接続された個別の状況を議論し，各状況において高調波電流を最小化する手法を提案する。最終的には，個別の状況で検討した制御法を統合し，あらゆる状況に対応可能な単一の制御法を提案する。また，本研究が対象とするのは

DG

の付属機能であるため，高調波補償に必要な容量は小さい方が望ましい。そこで，高調波補償において必要となる所要容量についても議論を行う。その結果，提案法は高調波補償に必要となる電力容量を，従来法よりも低減可能であることを示す。

1.3

論文構成

第

1

章では，研究背景，目的および本論文の構成を示す。

第

2

章では，高調波の概要，具体的な高調波発生源の紹介，および高調波障害について述べる。さらに，現在使用されている一般的な高調波抑制手法を紹介し，基本的な高調波欧米および日本における高調波規格や高調波の現状についてまとめ，高調波問題が各国で顕在化しつつあることを示す。さらに，日本と欧米での高調波問題の差異についても述べる。高調波抑制装置である

AF

，および

DG

による高調波補償の研

(19)

究動向をまとめることで，本研究の位置付けを明確にする。本研究の特徴，研究対象の電力系統モデル，および検討回路についても本章にて示す。

第

3

章では，三相回路の一相で高調波抑制を行った時の影響を検討する。三相回路の一相に

AF

を接続し，従来の高調波補償を行った際の高調波の挙動の変化を議論する。まず，三相回路においてほぼ同位相で発生する

3

次高調波電流について議論を行う。負荷平衡時において，

3

次高調波電流は

∆

接続負荷を環流することをで流出抑制が自然になされていることを示す。一方で，一相のみで

AF

を動作させてしまうと，

環流経路を失った

3

次高調波が三相電源側へ流出してしまうことを理論的に示す。この問題を解決するために，

3

次高調波を調整し環流経路を維持する制御法である，

3

次高調波平衡制御を提案する。実験により，提案法は従来法よりも良好な高調波補償特性を有することを示す。さらに，

5

次・

7

次高調波も考慮した制御法についても検討し，幾つかの制御指標を述べる。

第

4

章では，三相回路の二相に単相

AF

が導入された状況を想定した議論を行う。

従来の単相

AF

は近傍負荷が発生する高調波電流を補償するため，

∆

接続負荷が発生する高調波電流を電源へ流さないためには，各相に単相

AF

を接続することが必要となる。そこで，本章では二相に接続された

AF

を用いて高調波を零相電流に変換する，

高調波環流法を提案する。零相電流は負荷および

AF

で構成される

∆

結線内を環流するため，三相系統の線電流に含まれることはない。提案法を用いることで，すべての負荷に

AF

を接続することなく，高調波電流が電源へ流入することを防止可能となる。

この提案法の妥当性は，二台の単相

AF

を使用した実験により示される。

第

5

章の前半では，三相回路のすべての相に

AF

が接続されている場合の議論を行う。

AF

の所要容量を最小化することを目的として，

∆

接続負荷から流出する高調波成分のみ補償する手法を提案する。ダイオード整流器負荷を使用した実験により，線電流への高調波補償効果を維持しながら，

AF

の所要容量が大幅に低減可能であることを示す。第

5

章の後半では，第３章，第４章，および第５章前半で提案した各接続条件における制御法を統合することで，あらゆる

AF

の接続条件に対応可能な高調波最小化制御を提案する。この高調波最小化制御の詳細を述べ，

AF

一相接続時には第３章にて提案した動作を，二相接続時には第４章にて提案した動作を，さらに三相接

(20)

続時には本章の前半に示した動作を，制御プログラムの変更無しに実現可能であることを示す。動作する

AF

の数を変化させるシミュレーションを行い，制御の妥当性を検証する。さらに，各

AF

接続状況において必要となる電力容量や，

AF

の動作に伴う環流電流の変化についても議論を行う。

第

6

章では本論文の成果をまとめる。また，今後の課題について述べる。

(21)

第

2

^章

高調波の現状と関連研究

2.1

^{高調波の概要}

2.1.1

高調波発生源の分類

高調波発生源は，大別すると特定負荷と不特定負荷の二つに分類される

[38]

。特定負荷は，一般的に大容量の高調波発生源を示し，アーク炉や高周波誘導炉などの産業機器が該当する。これら大容量機器は，通常は大口需要家が設置するため，高調波の発生元が容易に特定可能である。もう一方の不特定負荷は小容量の高調波発生源を示し，パソコンやエアコンなどの汎用機器が該当する。不特定負荷は系統に広く普及しているものであるため，その発生源を特定することが難しい。本研究が対象とする低圧配電系統においては，不特定高調波負荷が主な高調波源である。

2.1.2

代表的な高調波発生源

図

2.1

は代表的な非線形負荷であるコンデンサ入力形単相および三相ダイオード整流回路

(6

パルス整流回路

)

の回路図，およびシミュレーション波形を示す。このダイオード整流回路は，回路構成が簡易であることから，直流機器やインバータを搭載した機器に広く使用されている。家電などの小容量の機器には

(a)

単相ダイオード整流回路が用いられ，比較的大容量な機器に対しては

(b)

三相ダイオード整流回路が用いられている。

図

2.2

は，図

2.1

に示した単相および三相のダイオード整流回路の動作波形を示す。

(a)

単相ダイオード整流回路には

100 V

，

(b)

三相ダイオード整流回路には線間

200 V

の電圧をそれぞれ印加した場合の入力電流，出力電圧波形を示す。入力電流波形からわかるように，

(a)

単相と

(b)

三相で電流波形は異なるが，どちらも断続的な波形に

(22)

i

_s

v

out 5 mH

1000 µF 40

Ω

(a)

単相ダイオード整流器

i

sa

i

sb

i

sc

v

out

5 mH

1000 µF 40

Ω

(b)

三相ダイオード整流器図2.1 コンデンサ入力形ダイオード整流回路

150 0 15 0 150 0

10 ms

入力電圧

入力電流(i_s)

出力電圧(vout)

(a)

単相ダイオード整流器

300 0 10 0 300 0

10 ms

入力線間電圧

入力電流(i_sa,i_sb,i_sc)

出力電圧(vout)

(b)

三相ダイオード整流器図2.2 コンデンサ入力型ダイオード整流回路のシミュレーション波形

なっている。また，出力電圧リプルに関して，三相の方が単相よりも小さくなっている。直流電圧の脈動成分の周波数は，それぞれ基本波周波数の

(a)2

倍および

(b)6

倍となる。

図

2.3

は，それぞれ図

2.1

における入力電流

(a)i

_s，

(b)i

_saを

FFT

した結果を示す。

FFT

結果からわかるように，

(a)

単相ダイオード整流器の入力電流波形は電圧の周波

数

50 Hz

に対して，

3

，

5

，

7

倍周波数といった奇数次の高調波成分を含んでいる。ま

た，各次高調波電流の振幅は次数が大きくなるほど小さくなる。したがって，単相ダイオード整流器の入力電流における支配的な高調波成分は

3

，

5

，

7

次となる。一方，

(b)

三相ダイオード整流器の入力電流波形は

3

の倍数を除いた奇数次の高調波成分を含んでいる。したがって，三相ダイオード整流器の入力電流における支配的な高調波成分は

5

，

7

次となる。本研究においては単相高調波発生源を対象とするため，

3

次高

(23)

(a) FFT i

_s

0 100 200 300 400 500 (Hz) 8(A)

(b) FFT i

_sa

0 100 200 300 400 500

(Hz) 8

(A)

図2.3 コンデンサ入力型ダイオード整流回路のシミュレーション波形

調波を考慮することが必要となる。

2.1.3

実際の製品から発生する高調波電流

本項では，実際に使用される家電機器から発生する高調波電流の測定結果について述べる。

まずは，

LED

電球を負荷とした測定の結果を示す。電球の定格入力電流は

180 mA

，定格消費電力は

11 W

である。測定の際には，

20

個の

LED

電球を並列接続し入力電圧，入力電流の波形をそれぞれ測定した。図

2.4

は

LED

電球負荷実験における電源電流波形とその

FFT

結果を示す。なお，図

2.4

における

LED

入力電流は，

CT

を介して電圧として測定している。図

2.4

より，入力電流の波形が大きく歪んでいることが確認できる。また，

FFT

結果からこの電流は多量の奇数次高調波電流を含むことが確認できる。特に，

3

次高調波電流は基本波に対して

50 %

程度の大きさであり，比較的大きいことがわかる。

次に，無線

LAN

ルータを負荷とした測定の結果を示す。図

2.5

は無線

LAN

ルータの入力電流波形を示す。無線

LAN

ルータの入力電流も大きく歪んでおり，断続的な電流波形となっていることがわかる。この波形は図

2.2(a)

に示した，単相ダイオード整流回路の入力電流と同様の波形である。したがって，無線

LAN

ルータからも奇数次の高調波電流が発生していることがわかる。

(24)

10 ms 5 V

50 Hz 500 mV LED入力電流

FFT結果

図2.4 LED電流（20並列）の入力電流波形とFFT結果

10 ms 1 A

図2.5 無線LANルータの入力電流波形

2.1.4

高調波障害

高調波障害は，高調波によって引き起こされる悪影響の総称である

[39][40]

。以下に高調波障害の具体的な内容を紹介する。

•

電力システムの電流増加に伴う悪影響

高調波電流は無効電力の要因の一つである。したがって，電力系統の力率は高調波電流の増加に伴って低下する。結果として，無効電力の増加による送配電

(25)

損失の増加や設備利用率の低下に繋がる。三相

4

線式配電システムなどにおいては，

3

次高調波の重畳により中性線が過負荷になることがあるため，中性線の電線径を太くする場合などがある

[41]

。また，変圧器に対しても，電流実効値の増加に伴う機器の効率低下を招くほか，発熱による寿命の低下などの悪影響を引き起こす

[42]

。そのため，定格設備容量に余裕を持たせたり，

K

ファクター変圧器を導入するなどの対策が必要となる。

•

^{調相設備の発熱・焼損}

周波数に反比例してインピーダンスが減少するコンデンサとその直列機器（リアクトル）は高調波の影響を受けやすく，その障害報告も他機器と比較して多い。

2010

年に報告された高調波障害においては，全障害発生台数

85

台に対して調相設備への障害は

56

台であり，

65%

は調相設備に対するものであった

[67]

。主な障害内容は，設備が振動することによる異音，過電流

·

^{損失増加によ} る過熱であるが，最悪の場合は焼損などにより設備の破壊に至る。また，コンデンサと直列に設置されるリアクトルが磁気飽和を起こすことによって，直列共振が発生し過大な高調波電流が設備に流入するケースも存在する。そのため，

現在では過電流時のリアクタンス特性が規格により定められている

[68]

。平成

6

年に子供向け博物館において受電設備のリアクトルが焼損・爆発した事故

[24]

は，上記の熱的障害の顕著な例と言える。

•

^{波形ひずみによる影響}

電力変換変換器の制御において，波形がゼロ点を通過するポイントを基準としてするものが多くある。このような制御回路の場合，波形ひずみが著しくゼロ点が本来のものより多数存在するケースにおいては制御が困難と成る。また，

高調波が含有する電圧波形のゼロ点は，基本波のゼロ点と異なる場合があるため，力率改善回路の動作に影響を及ぼす。回転機等においては，高調波周波数の回転磁界に伴うトルク脈動が発生し，回転機自身の振動を引き起こす

[43]

。

(26)

図2.6 12パルス整流回路

2.1.5

一般的な高調波対策手法

高調波対策手法を大別すると，高調波の発生量を低減する方法と，発生した高調波を低減する方法の二種類に分類できる。前者の例としては，「多パルス化」「

PFC

コンバータ」が挙げられ，後者の例としては「

LC

フィルタ」「電力用アクティブフィルタ」

などが挙げられる。以下では上記で挙げた手法の概要についてまとめる。

•

^{多パルス化}

多パルス化は変圧器と整流器を組み合わせることで，高調波抑制を行う技術である。図

2.6

は

12

パルスダイオード整流回路の回路図を示す。この回路は，二次巻線がΔ結線と

Y

結線の多巻線変圧器の出力を二台の

6

パルスダイオードで整流することで直流電圧を生成している。二つの二次巻線の出力は互いに

30

度の位相差があるため，全波整流することで等価的に

12

相整流器となる。その結果，三相ダイオード整流回路と比較して，

DC

サイドの電圧リプル，および交流サイドの電流ひずみを低減可能となる。三相

-

九相変圧器を用いた

18

パルス整流器など，よりパルス数を増やすことで

12

パルス整流器よりも直流電圧リプル，入力電流ひずみを低減した回路も存在する。多パルス整流器のみで高調

(27)

(a)

昇圧形

PFC

コンバータ

(b) PWM

コンバータ図2.7 PFCコンバータ

波規格

IEEE 519

を満たそうとする場合，

18

パルス以上の整流器が必要となる

[44]

。一方で，パルス数の増加にともなって，変圧器巻線の複雑化，体積の増大，およびコストの増加といった欠点も存在するため，検討が必要である。文献

[45]

では，

12

および

18

パルス整流器よりも，

6

パルス整流器に

DC

リアクトルとパッシブフィルタをつけた構成の方が，コストや重量など総合的な観点で優れていると述べられている。

• PFC

（

Power Factor Correction

）コンバータ

図

2.7

は

(a)

昇圧形

PFC

コンバータ，

(b)PWM

整流器の回路図を示す。

(a)

昇圧型

PFC

コンバータは，整流部と

PFC

部により構成される変換回路である。

後段の昇圧チョッパ回路のスイッチを制御することで入力電流の高調波を除去することができる。昇圧コンバータを介しているため，出力の直流電圧は入力

(28)

6

パルス整流器

5

次調波

フィルタ

7

次調波

フィルタ

11

次調波フィルタ

ハイパスフィルタ

図2.8 LCフィルタの構成例

の交流電圧のピーク値よりも大きな値になる。

(b)PWM

コンバータは

4

つのスイッチを用いて整流および力率改善を行う。

PFC

コンバータも，スイッチング素子を制御し入力電流を正弦波形状にするため，低次高調波電流を抑制可能である。また，

(b)

の回路を直流側から見るとフルブリッジインバータとなる。

したがって，直流から交流への逆変換も行うことができるという特徴を有する。

• LC

フィルタ

図

2.8

は，高調波抑制用パッシブフィルタの構成例を示す。図

2.8

に示されるように，高調波抑制用パッシブフィルタとしては，

LC

共振フィルタ一般的に用いられる。共振フィルタは抑制したい高調波の周波数に同調しており，周波数の数だけ共振フィルタを接続する必要がある。そのため，発生する高調波電流の中でも支配的な次数の同調フィルタを設置するのが一般的である。長所は構成が簡易であり，受動部品のみで構成されることからメンテナンスフリーである点である。一方で，以下のような短所がある

[46] · [47]

。

–

補償特性が系統インピーダンスの影響を受ける

–

系統とフィルタ間で反共振が生じる

–

系統から高調波電流が流入する

(29)

i

s

v

_c

i

s

i

L

i

c

v

_pcc

(a)

直列形単相

AF (b)

並列形単相

AF

図2.9 アクティブフィルタ

•

電力用アクティブフィルタ（

Active Power Filter, AF

）

AF

は，電力変換回路を用いて高調波電圧・電流を補償する装置であり，優れた高調波補償特性を有する。また，

AF

の高調波補償特性は系統インピーダンスに影響されない点も特長の一つである。その他にも，主要な次数の高調波を一台で補償可能である上に，装置体積も比較的小型であるなど，パッシブフィルタと比べて様々な利点を有している

[48]

。図

2.9

は，

(a)

直列形単相

AF

と

(b)

並列形単相

AF

の回路図を示す。双方共に，インバータ，

DC

キャパシタ，および連系要素から構成される。

直列形

AF

は負荷に対して直列に接続され，インバータ出力電圧

v

_c が以下式のように制御される

[49]

。

v

c

= K × i

s h

(2.1)

ただし，

K

は増幅ゲインを示す。ことのき，

AF

は高調波成分に対して

K Ω

の純抵抗として振る舞うことで高調波電流を抑制する。回路に直列接続する回路構成であるため，系統事故時の短絡電流などの影響をうけやすい。そのため，

回路保護の観点からトランスを介して系統接続するのが一般的である。

並列形

AF

は負荷に対して並列に接続される。負荷が発生する高調波電流と逆相の高調波電流を出力し打ち消すことで，高調波電流の流出を抑制する。基

(30)

本的な制御方式の一つとして，負荷電流

i

Lの高調波成分を抽出しフィードフォワード制御を行う方法がある。このとき，インバータ出力電流指令

i

^∗_c は以下式で表される。

i

^∗_c

= − i

_{L h}

(2.2)

この方式は負荷電流を使用するため，特定の高調波発生源に対して高調波補償を行う際に使用される。その他の代表的な制御方式として，電源電流

i

sまたは

PCC(Point of Common Coupling)

電圧

v

pcc の高調波成分を抽出しフィードバック制御を行う方法がある。この場合，インバータ出力電流指令

i

^∗_c はそれぞれ以下式で表される。

電源電流検出方式

i

^∗_c

= − K × i

_{s h} 電圧検出方式

i

^∗_c

= − K × v

_{pcc h}

ただし，

K

はフィードバックゲインを示す。これらの方式は系統側の電流を使用するため，複数の高調波発生源に対して一括で高調波補償を行う際に適した方式である。また，電圧検出方式は高調波拡大現象

[50]

の抑制に対して効果的といった利点も有する

[51]

。

直列形

AF

は負荷が容量性である場合に適しており，並列形

AF

は負荷が誘導性である場合に適している

[52]

。たとえば，ダイオード整流回路のような容量性負荷に対して並列形

AF

を使用した場合，

AF

が発生する補償電流が負荷へ流入し十分な補償効果を得られない可能性がある。したがって，容量性負荷に対して並列形

AF

を使用する際には，負荷に対して直列にリアクトルを接続するなど，系統インピーダンスに対して負荷インピーダンスが十分に大きくなるようにする必要がある。

目次

三相配電系統の高調波電流補償 に関する研究

2016

目次

1

1

1.1

. . . . 1

1.1.1

. . . . 1

1.1.2

. . . . 3

1.1.3

. . . . 4

1.1.4

. . . . 6

1.2

. . . . 7

1.3

. . . . 8

2

11 2.1

. . . . 11

2.1.1

. . . . 11

2.1.2

. . . . 11

2.1.3

. . . . 13

2.1.4

. . . . 14

2.1.5

. . . . 16

2.2

. . . . 21

2.2.1

. . . . 21

2.2.2

. . . . 23

2.3

. . . . 25

2.3.1 AF

. . . . 25

2.3.2 DG

. . . . 29

2.4

. . . . 31

2.4.1

3

. . . . 31

2.4.2

. . . . 32

2.5

. . . . 33

2.6

. . . . 34

3

35 3.1

. . . . 35

3.1.1

. . . . 35

3.2

3

. . . . 37

3.2.1 AF

3

. . . . 37

3.2.2 AF

3

. . . . 39

3.3

5 · 7

. . . . 40

3.3.1 AF

5

. . . . 40

3.3.2 AF

5

. . . . 41

3.3.3 AF

三相配電系統の高調波電流補償に関する研究