無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関する研究

(1)

無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関する研究

著者宇野博之

発行年 2008‑03‑22

URL http://hdl.handle.net/2297/9718

(2)

無線システム用小型平面

チルトビームアンテナに関する研究

宇野　博之

平成

20

^年

3

^月

(3)

(4)

博士論文

無線システム用小型平面

チルトビームアンテナに関する研究

金沢大学大学院自然科学研究科

電子情報科学専攻

情報システム講座

学　籍　番　号 0523112101

氏　　名宇野　博之

(5)

(6)

第 1 ^章 ^序論

1.1

^{本研究の背景}

近年，携帯電話の爆発的な普及に象徴されるように，将来のユビキタス社会や安全安心の社会の実現に向けて無線システム分野の市場が急速な拡大を見せている．例えば，通信分野で言えば，

GPS (Grobal Positioning System)

^や

DBS (Direct Broadcast from Satellite)

^{を始めとす} る衛星通信システム，無線

LAN (Local Area Network)

^，

WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access)

^や

UWB (Ultra Wide Band)

を始めとする移動体通信システム，

ETC (Electronic Toll Collection)

^，

DSRC (Dedicated Short Range Communication)

^{や路車間・車} 車間通信を始めとする車載通信システムなどがあり，通信以外の分野では，車載レーダやミリ波イメージングなどがある

[1],[2]

．これらの無線システムにおいて，通信エリアや通信品質，レーダで言えば検知距離や検知精度などのシステム性能を左右する重要なキーデバイスとして“ アンテナ ”があり，それぞれのシステムに適したアンテナの研究開発が活発に行われている．

例えば，屋内の無線

LAN

のような高速無線システム

[3],[4]

では，マルチパス伝搬により様々な伝搬路の電波が異なる時間（位相）で受信されるために生じるマルチパスフェージング

[5]

や人体により直接波が遮断されるシャドーイング

[6]

などによる伝送品質の劣化を低減するためのアンテナ技術が研究されている

[7]-[9]

．このようなアンテナ技術の一つとして，セクタアンテナ技術がある．これは，指向性を有するアンテナを複数用いて，それぞれのアンテナを水平面の

360

度の全方位をカバーするように配置し，状況にあわせて適切なアンテナを選択する技術のことであり，構成が簡易でかつ複雑な信号処理が不要であることから，これまで多くの研究例が報告されている

[10]-[14]

．中でも，生産性や設置の容易さの観点から，

突起の無い平面構造のセクタアンテナが注目されており

[15]-[18]

，その基本アンテナ素子としてアンテナ面の鉛直方向から水平方向に傾斜（チルト）したビームを有する平面構造のチ

(11)

図

1.1:

平面構造チルトビームアンテナの従来技術（１）

外観上の問題などから平面構造であることが望ましいため，ビームの傾斜角（チルト角）や方向を切り換えることができる平面アンテナが求められる．また，車載衛星通信システムでは，車両に設置するアンテナの指向性を衛星方向に向ける必要があることから，アンテナ面を傾けずに衛星方向にビームを形成できる平面チルトビームアンテナが必要となる

[25]

^．このように，チルトビームを放射するアンテナは様々な無線システムで求められており，他にも路車間通信の固定局及び車載端末

[26]

や，地下街やビルの奥などの電波が届きにくい場所の壁面に設置される携帯電話用ブースタなどで検討されている．

これまでに，このような平面構造のチルトビームアンテナとして，ラジアルラインスロットアンテナ

[27]

^，

4

素子パッチアレーアンテナ

[28]

，スロット八木・宇田アレーアンテナ

[17]

^，パッチ八木・宇田アレーアンテナ

[18],[29]

^{，二重ループアンテナ}

[30]

^{，スパイラルアンテナ}

[31]

などが報告されている．図

1.1

に示すラジアルラインスロットアンテナや

4

^{素子パッチ} アレーアンテナは，低姿勢な構成ではあるが，複数のアンテナ素子を配列し，平面的なアレー効果を利用してビームをチルトさせているため，

2

波長程度以上の比較的大きい平面寸法が必要となる．また，複数の給電点から同時に給電する必要があることから電力分配器が必要となり，給電構成が複雑になる．図

1.2

に示すスロット八木・宇田アレーアンテナやパッチ八木・宇田アレーアンテナは，図

1.1

に示すアンテナと同様に基本的には低姿勢な構成ではあるが，無給電素子を含む複数のアンテナ素子を用いてアレー効果を利用しているため

2

^波長程度の平面寸法が必要となる．ただし，一点給電の簡易な給電構成でチルトビームを実現することができる．また，図

1.3

は，チルトビームを実現するために

2

^{つの放射パターンの}

(12)

図

1.2:

平面構造チルトビームアンテナの従来技術（２）

図

1.3:

平面構造チルトビームアンテナの従来技術（３）

ラルアンテナを示している．これらのアンテナは，アンテナ素子数が少なく簡易な給電構成でチルトビームを実現できるため，平面寸法を

1

波長程度と比較的小さくすることができるが，

1/4

波長程度の厚みを必要とする．このように，従来の平面構造のチルトビームアンテナは，基本的には

1/4

波長以下の低姿勢な構成だが，

1

波長以上の比較的大きい平面寸法が必要となる．

例えば，車両のバンパーに搭載する車載レーダやノートパソコンに搭載する無線

LAN

^装置などを想定すると，ある程度の厚みは許容されるが，平面寸法が小さいアンテナが望まし

(13)

1.2

チルトビームアンテナの小型化

1.1

節では，従来の平面チルトビームアンテナは複数のアンテナ素子を用いたアレー効果や進行波電流などを利用してチルトビーム特性を実現しているため，比較的大きな平面寸法を必要とすることを述べた．本節では，

1

波長以下の小型な平面寸法を実現するための構成として，アンテナ厚を犠牲にした新規の平面チルトビームアンテナ構成を提案し，その動作原理について述べる．

図

1.4

は，提案する小型平面チルトビームアンテナを

2

点波源モデルで示したものである．

図

1.4

^{において，間隔}

d

^{を隔てた点波源}

(1)

^と点波源

(2)

は，無限反射板上から間隔

h

^を隔てて配置されている．このとき，点波源

(1)

^及び

(2)

^{の励振位相をそれぞれ}

φ

1 及び

φ

2 とする．このような構成において，写像の原理から反射板の－

Z

^{側に位相が}

180

^{度反転した} イメージ波源を仮定することができ，

XZ

面の放射パターンはこれらの

4

^{つの波源の合成に} よって形成されることになる．

このモデルにおいて，例えば，間隔

h

^を

1/4

^{波長以上である}

0.417 λ

 に設定し，間隔

d

を

0.333 λ

，位相差

δ

^（＝

φ

1－

φ

2）を ±

110

度とした場合の放射パターンの計算結果を図

1.5

^{に示す．ここで，}

λ

 は自由空間の波長であり，点波源

(1)

^及び

(2)

^{の振幅は同レベルと} している．計算には，モーメント法電磁界シミュレーション

[32]

^{を用いた．図}

1.5

^から，位相差

δ

^＝

110

^{度とすることにより＋}

Z

^{軸方向から＋}

X

^軸方向へ

54

^{度チルトした主ビーム} が得られ，位相差

δ

^＝－

110

度とすることにより主ビームは＋

Z

^{軸方向から－}

X

^軸方向へチルトすることになる．これは，図

1.6

に示すように，点波源を反射板上から

1/4

^波長以上

図

1.4:

提案チルトビームアンテナの

2

^{点波源モデル}

(14)

離して配置するとローブが割れる特性を利用したものであり，

2

点波源とし位相差を設けることで一方のローブをキャンセルさせ，チルトビーム動作を実現している．

このように本提案アンテナによれば，

1/4

波長以上の厚みが必要ではあるが，

1

^波長以下の平面寸法でチルトビームを実現できることが分かる．したがって，本提案アンテナは，ある程度の厚みは許容できるが実装面積が制限されるような機器に搭載するチルトビームアンテナに適している．

図

1.5: 2

^{点波源モデルの}

XZ

^{面放射パターン}

(15)

1.3

チルトビームアンテナの放射特性の測定法及び評価指標の定義

1.2

節では，本論文で新たに提案する小型平面チルトビームアンテナの動作について述べた．本節では，このようなチルトビームアンテナの放射特性を測定する方法と，本論文で用いるチルトビームアンテナ性能を判断する評価指標の定義について述べる．

1.3.1

チルトビームアンテナの放射特性の測定法

チルトビームアンテナでは，基本的に垂直面と円錐面の

2

つの面における放射パターンを測定することで性能を評価することが一般的である

[17],[18]

．垂直面パターンとは，図

1.5

^に示されるように，主ビーム方向の方位角

φ

^{において仰角}

θ

を変化させたときの放射パターンのことであり，円錐面パターンとは主ビーム方向の仰角

θ

^{において方位角}

φ

^{を変化させたと} きの放射パターンのことである．

図

1.7

に，チルトビームアンテナの鉛直方向を＋

Z

^{方向，チルト方向を＋}

X

^{方向とした} 場合の垂直（

XZ

）面パターンの測定系及びそのときの放射パターンの測定結果の一例を示す．放射特性の測定は，チルトビームアンテナを送信アンテナ，単指向性で水平／垂直の両

図

1.7:

垂直面パターンの測定系及び放射パターン

(16)

図

1.8:

円錐面パターンの測定系及び放射パターン

偏波を同時に測定できる対数周期（ログペリ）アンテナを受信アンテナとして使用し，スペクトラムアナライザで検波する方式で行っている．ここでは，パーソナルコンピュータを用いてターンテーブルを自動回転させながら，約

2

度毎にデータを取り込んで自動的に測定できるようにしている．このときの電波暗室のサイズは，

6

^×

4

^×

2 m

^{であり，送受信アンテ} ナ間の距離は約

3 m

である．また，送信アンテナへの給電にはシグナルジェネレータ（

SG

^）を接続して測定を行っており，このとき給電ケーブルには放射特性への影響が出ないようにフェライトコアや吸収シートを取り付けている．また，

SG

は電波暗室の外に配置し放射特性に悪影響を及ぼさないようにしている．測定系の校正には，利得が既知のホーンアンテナを用いて，それとの比から利得を算出しており，単位として「

dBi

^{」を用いる．}^「

dBi

^」は無指向性アンテナの利得との比を表した値である．なお，図

1.7 (b)

に示す放射パターンは，最大利得で規格化した表示としている．図

1.8

は，円錐面パターンの測定系及び放射パターンの一例を示している．円錐面パターンの測定では，主ビーム方向のチルト角にあわせてターンテーブルの回転軸を傾斜させている以外は垂直面パターンの測定と同様である．

(17)

図

1.9:

本提案チルトビームアンテナにおける

F/B

^比の定義

指標であるチルト角，円錐面パターンの半値角，

F/B

比について述べ，本論文における定義とする．

チルト角とは，図

1.7 (b)

^に示す

θ

t のことであり，垂直面パターンにおいてアンテナ面の鉛直方向から水平方向に主ビームがチルトしている角度のことを指す．また，円錐面パターンの半値角は，図

1.8 (b)

^に示す

θ

H のことであり，円錐面パターンにおいて放射電力密度が最大放射方向の

1/2

となる二つの方向を挟む角のことである．

F/B

比は，一般に指定方向の利得と，指定方向の逆方向から±

60

度の角度範囲内における最大利得との比で定義されるが

[33]

，反射板により主ビームと反対方向への放射量が著しく低く，図

1.7 (b)

^{に示すように} バックローブが主ビームと同様にアンテナ面より上方に形成される本提案のチルトビームアンテナにおいてはその定義が適用できない．そこで，チルトビームアンテナの

F/B

^比として提案されている定義を適用することにする

[18]

^{．この定義は，図}

1.9

^{に示すように，原点}

O

を頂点，

X

軸（チルトビーム方向）を中心線とした頂角が

120

度の円錐体を用いて，主ビームを含む円錐方向における最大利得と他方の円錐方向における最大利得との比を

F/B

^比として定義するものである．図

1.9

に示す放射パターンの例では，前方の最大値である

A

^における利得と後方の極大である

B

^{における利得の比が}

F/B

比となる．本論文では，高速無線通信を高い伝送品質で実現するために必要とされる

10 dB

以上を設計の目安とする

[34]

^．

(18)

1.4

本研究の目的と概要

1.1

^，

1.2

節では，平面チルトビームアンテナの小型化の必要性を述べるとともに，アンテナ厚を

1/4

波長以上に設定し，ローブが割れる特性を積極的に活かすことで，

1

^{波長以下の} 小型な平面寸法を実現できることを示した．本論文では，

1.2

節で述べたアンテナの動作原理を利用した具体的なアンテナ素子の開発を目的とし，小型でかつ簡易な給電構成の平面チルトビームアンテナの構成を提案する．また，提案アンテナの実用性を高めるためにアンテナ厚を低減する手法についても検討する．以下に各章の概要を述べる．

2

章：位相差給電スロットアレー

2

^章では，

1.2

節で述べた動作メカニズムを有するアンテナの具現化構成として，反射板上の波源を

2

つのスロット素子とし位相差給電する構成を提案する．素子形状をスロット素子とすることで，一般に無線回路で使用されているマイクロストリップライン（

MSL

^）から電磁界結合により給電でき，アンテナと無線回路が一体形成することができる．

まず本章では，各構成パラメータと放射特性との関係を計算により明らかにするとともに，

分配給電回路を用いた位相差同時給電構成において実験評価と計算結果を比較する．また，

SPDT

^（

Single Pole Double Throw

^{）スイッチを用いて}

2

つのスロット素子の位相差を切り換えるアンテナ構成を検討し，ビーム切換の可能性を示す．さらには，無線システムへの応用として，マルチセクタアンテナの構成を提案し，小型なセクタアンテナが実現できることを示す．

3

章：クランク素子装荷ひし形アンテナ

3

^章では，

1.2

^{節で述べた動作を}

1

素子で実現することができ，分配給電を必要としないアンテナ構成として，従来から提案されている先端開放ひし形アンテナにクランク素子を設けた構成を提案する．

まず，提案アンテナの電流分布を電磁界シミュレーションにより計算することでクランク素子の動作を明らかにし，図

1.4

^に示す

2

点波源モデルと同様の動作メカニズムによりチルトビームが得られていることを示す．また，素子形状をスロット素子構成にすることで，主偏波方向を切り換えることができるとともに，簡易な給電構成でアンテナ素子を励振できる

(19)

4

章：クランク素子装荷ループアンテナ

4

^章では，

1

波長ループアンテナを基本として，ループ素子にクランク素子を設けたアンテナ構成を提案する．提案するループアンテナは，

3

章で述べるアンテナ構成と同様に

1

^素子でかつ一給電でチルトビームを実現することができる．

まず，アンテナ素子上の電流分布から，

2

点波源モデルと同様の動作をしていることを示し，設計パラメータの検討として各構成パラメータに対する放射特性への影響を計算により把握し，設計手法を明確化する．また，実験により計算結果の妥当性を検証し，良好なチルトビーム特性が得られることを示す．次に，スロット素子構成において実験結果と計算結果を比較し，給電点を切り換えることでビーム方向切換を実現できることを示す．さらに無線システムへの応用として，マルチセクタアンテナ構成及び複数素子を多段接続した構成について提案する．マルチセクタアンテナでは，

3

^素子で

6

セクタ特性を達成できる構成を示すとともに，素子間結合による特性劣化量を把握する．多段接続構成では，高利得化と挟ビーム化を同時に実現することができることを明らかにし，車載レーダ用アンテナに適していることを示す．

5

章：チルトビームアンテナの薄型化に関する検討

本論文で提案するアンテナ構成は，

1.2

節で述べたように，平面寸法を

1

^{波長以下に低減す} ることができるが，反射板との間隔を

1/4

波長以上必要とする．そこで

5

^章では，

2

^～

4

^章で提案するアンテナをより実用的な大きさとするために，

EBG

^（

Electromagnetic Band-Gap

^）構造の反射板を用いることによるアンテナの薄型化を検討する．

まず本章で用いる

EBG

反射板の基本構成及び動作を示すとともに，

EBG

^{反射板の反射位} 相特性について述べる．次に，

2

章で述べたアンテナ構成に

EBG

反射板を適用し，従来の反射板適用時の特性との比較から薄型化できることを明らかにする．また，実験により計算結果の妥当性を検証するとともに，

EBG

反射板によるアンテナ特性への影響を検討する．

6

章：結論

6

^章では，

1

^～

5

章で述べた本研究での成果をまとめるとともに，今後の研究課題について述べる．

(20)

第 2 ^章位相差給電スロットアレー

2.1

^まえがき

1.2

節では，本論文で提案する小型平面チルトビームアンテナの基本的な動作原理について述べた．本提案アンテナは，位相差を有する

2

つの放射源を反射板から所定の間隔を隔てて配置する構成であり，これによりチルトビームを実現することができるとともに，位相差を切り換えることでビーム方向を容易に切り換えることができる．

本提案アンテナを構成する平面アンテナ素子としては，様々なものが考えられ，最も簡単なアンテナ素子としては

2

素子のダイポールアンテナやスロットアンテナが考えられる．ダイポールアンテナは，一般的に平衡給電する必要があるため，マイクロストリップライン（

MSL

^）のような不平衡線路から給電するためにはバランのような平衡・不平衡変換素子が必要となる．このため，本章では，本提案アンテナを実現するアンテナ素子として

2

^{素子のスロット} アンテナを用いた位相差給電スロットアレーに着目し，具現化構成及び放射特性について検討を行う．

スロットアンテナは，主偏波を垂直

E

θ 偏波成分とすることができるため，アンテナ素子を水平に配置して用いる場合，一般の無線通信システムで用いられる偏波と一致させることができる．また，スロットアンテナは，

MSL

と電磁界的に結合させることで，容易に給電することができる．これらの特徴から，スロットアンテナは本提案アンテナの構成素子として有用であると考えられる．

本章の

2.2

^節では，

2

素子のスロットアンテナを用いた小型平面チルトビームアンテナの基本構成を示し，各構成パラメータに対する放射特性の変化を把握するとともに，実験によりチルトビーム特性が得られることを示す．

2.3

節では，高周波スイッチを用いた

2

^方向のビーム切換構成を示し，電磁界シミュレーション及び実験によりビーム切換が実現できることを示す．節では，位相差給電スロットアレーを用いたセクタアンテナ構成を提案し，

(21)

2.2

2.2.1

アンテナの基本構成及び放射パターン

位相差給電スロットアレーの基本構成を図

2.1

に示す．位相差給電スロットアレーは，厚さ

t

^{，比誘電率}

²

r の誘電体基板上の平面寸法が

L

gx×

L

gy の

GND

^{面に形成された長さが}

L

s，幅が

W

s の

2

つのスロット素子と，スロット素子から所定の間隔

h

離した位置にスロット素子面と平行に配置された寸法が

L

rx×

L

ry の反射板とから構成される．このとき，

2

^つのスロット素子の間隔を

d

，それぞれのスロット素子の励振位相を

φ

1 及び

φ

2 とし，

2

^{つのスロッ} ト素子に位相差

δ (

^＝

φ

1－

φ

2

)

を与えて同時に給電することで，チルトビームが形成されることになる．なお，

2.2.1, 2.2.2

では，基本特性把握のため

MSL

による給電は行わず，ギャップポートによる給電を用いたモーメント法解析により放射特性を検討する．ギャップポートは，それぞれのスロット素子の中央に配置する．

上記構成における放射パターンの一例として，

h

^＝

0.417 λ

，

d

^＝

0.333 λ

 及び

δ

^＝

80

度に設定した場合のモーメント法電磁界シミュレータ

IE3D [32]

を用いて計算した結果を図

2.2

に示す．このとき，アンテナ素子の各構成パラメータは，

L

gx ＝

0.767 λ

，

L

gy ＝

0.733 λ

，

t

^＝

0.027 λ

，

²

r ＝

2.6

^，

L

s ＝

0.317 λ

 及び

W

s ＝

0.017 λ

 であり，反射板の寸法

(L

rx

×

L

ry

)

及び誘電体基板の平面寸法は無限大である．図

2.2 (a)

^は

XZ

^{面における放射パター}

ン，図

2.2 (b)

は円錐面パターンであり，いずれも垂直

E

θ 偏波成分を示している．図

2.2

^か

ら分かるように，＋

X

^軸方向へ

45

度チルトした主ビームが得られており，このときの

F/B

比は

10.5 dB

^{，指向性利得は}

10.1 dBi

，円錐面パターンの半値角

(Half Power Beam Width :

HPBW)

^は

89

^{度である．ここで，図}

1.4

^に示す

2

点波源モデルにおいて，反射板との間隔

h

及び素子間隔

d

を同様に設定した場合（図

1.5

）に比べて垂直面チルト角が小さくなっている．これは，スロット素子構成であることから，スロット素子からだけではなく

GND

^板全体からも放射があり，その影響が見られていると考えられる．図

2.3

^{は，指向性利得，垂直} 面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

比の周波数特性を示している．ギャップポートによる理想的な給電方法であることから，

20 %

の帯域内においてほぼ特性は一定であることが分かる．

以上のように，

1.2

節で提案したチルトビームアンテナの具体的な構成として，

2

^つのスロット素子を位相差給電する位相差給電スロットアレーを検討し，良好なチルトビーム特性が得られることがわかった．ここで，図

1.4

^に示す

2

点波源モデルと比較すると，位相差や

(22)

れる電流が放射に寄与していることが要因と考えられる．そこで，

2.2.2

^では，

GND

^板寸法などアンテナを構成する各構成パラメータに対する放射特性について検討する．

図

2.1:

位相差給電スロットアレーの基本構成

(23)

図

2.2:

位相差給電スロットアレーの放射パターン

(24)

2.2.2

ここでは，位相差給電スロットアレーにおける各構成パラメータを変化した場合の放射特性について検討を行う．なお，

2.2.1

で示した構成パラメータの値を初期値として検討を進める．

位相差

δ

に対する指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

^比を図

2.4

に示す．この結果から，指向性利得は位相差

δ

^が

120

度のときに最大となり，垂直面チルト角は位相差

δ

が大きくなるにつれて大きくなっていることが分かる．また，円錐面パターンの半値角は位相差

δ

を大きくすることで狭くすることができ，

F/B

^{比は位相差}

δ

^を

60

度としたときに最も高く，

42

^度から

83

^{度の範囲において}

10 dB

^{以上得られることが分} かる．このため，高い

F/B

比を得るためには，適切に位相差を設定する必要がある．

図

2.5

^{は，スロット素子間隔}

d

を変化した場合の指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

比を示している．ここでは，

F/B

^比が

10 dB

^{以上得られるように} それぞれの間隔

d

^{に対する位相差}

δ

を次のように調整している．

d

^＝

0.167 λ

 のときは

δ

＝

120

^度，

d

^＝

0.25 λ

 のときは

δ

^＝

100

^度，

d

^＝

0.333 λ

 のときは

δ

^＝

80

^度，

d

^＝

0.417 λ

 のときは

δ

^＝

50

^度，

d

^＝

0.5 λ

 のときは

δ

^＝

40

^{度である．図}

2.5

^{から，間隔}

d

^が狭いほど，指向性利得が高く，かつ円錐面パターンの半値角が狭くなることが分かる．

次に，

GND

寸法を変化した場合のアンテナ特性について検討する．図

2.6

^に，

X

^軸方向の

GND

^寸法

L

gx を変化した場合の指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

比を示す．この結果から，

X

^軸方向の

GND

寸法に対して指向性利得及び

F/B

^比の変化が大きく，

GND

^寸法

L

gxが大きくなるにつれて指向性利得及び

F/B

^{比が高くなるこ} とが分かるが，アンテナの小型化の面から

0.75

波長程度が適当と考えられる．図

2.7

^は，

Y

軸方向の

GND

^寸法

L

gy に対する指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

^{比を示している．}

Y

^軸方向の

GND

寸法であるため円錐面パターンの半値角に多少の変化は見られるが，全体的に特性の変化は小さい．

次に，反射板との間隔

h

に対するアンテナ特性を検討する．図

2.8

^{に，反射板との間隔}

h

に対する指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

^{比を示す．図}

2.8

から，間隔

h

が広くなるにつれて垂直面チルト角が大きくなっていることが分かる．また，

(25)

あることが分かる．

ここまでは反射板寸法を無限大として検討してきたが，次にアンテナの具現化を想定して有限寸法の反射板を適用した場合のアンテナ特性を検討する．反射板寸法

L

rx 及び

L

ry を変化した場合の指向性利得，垂直面チルト角，円錐面パターンの半値角及び

F/B

^比を図

2.10

に示す．なお，ここでは

L

rx ＝

L

ry とする．図

2.10

から，反射板寸法によって指向性利得に多少の変化は見られるが，

1

波長以上に設定することで

9 dBi

以上は得られることが分かる．

また，反射板寸法が大きくなるほど垂直面チルト角が大きくなっており，これは反射板の端部での回折が影響していると考えられる．ちなみに，無限反射板の場合の垂直面チルト角は，

図

2.2

^{に示すように，}

45

^{度である．}

F/B

^{比については，}

1.5

波長のときに変化が大きくなっているが，反射板寸法によらず

10 dB

程度以上は実現できている．これらのことから，反射板寸法を

1

波長程度以上に設定することで，

9 dBi

^{以上の指向性利得で，}

10 dB

^以上の

F/B

比を有するチルトビーム特性を得ることができる．

図

2.4:

^位相差

δ

^{に対するアンテナ特性}

図間隔に対するアンテナ特性

(26)

図

2.6: GND

^寸法

L

gx に対するアンテナ特性

図

2.7: GND

^寸法

L

gy に対するアンテナ特性

(27)

図

2.9:

^{反射板間隔}

h

^{に対する放射パターン}

図

2.10:

^{反射板寸法}

L

rx

, L

ry に対するアンテナ特性

(28)

2.2.3

^実験結果

ここでは，位相差給電スロットアレーを試作し，アンテナ特性を評価する．

2.2.2

^までは，

ギャップポートを用いた理想的な給電構成として検討を行ってきたが，実験では，

T

^分岐構成の

MSL

を用いることで位相差給電を行う．図

2.11

に，位相差給電スロットアレーの給電構成を示す．誘電体基板のスロット形成面の対向する面（－

Z

^面）に

T

^{分岐形状の}

MSL

^を形成し，スロット素子を電磁界結合により給電する．

T

^分岐

MSL

は，ポート側ラインの特性インピーダンスが

50

Ω，スロット素子と結合するラインの特性インピーダンスが

100

^Ω となるように線路幅が調整される．また，

T

^分岐

MSL

^{の分岐部分を中央から}

S

^{だけシフト} させることで，

2

つのスロット素子に位相差を与えている．スロット素子と

T

^分岐

MSL

^は，

オープンスタブ長

L

st を調整することにより整合を取ることができる．

図

2.12

に試作した位相差給電スロットアレーを示す．実験では，設計周波数を

5 GHz

^帯とし，厚み

t

^を

0.027 λ



(1.6 mm)

^{，比誘電率}

²

r を

2.6

の誘電体基板を用いた．アンテナ素子の各構成パラメータは，スロット素子長

L

s ＝

0.333 λ



(20 mm)

^{，スロット素子幅}

W

s

＝

0.033 λ



(2 mm)

^{，スロット素子間隔}

d

^＝

0.333 λ



(20 mm)

^，

GND

^寸法

L

gx ＝

L

gy ＝

0.833 λ



(50 mm)

^，

MSL

^幅

W

1 ＝

0.067 λ



(4 mm)

^，

W

2 ＝

0.017 λ



(1 mm)

^{，スタブ長}

L

st

＝

0.029 λ



(1.75 mm)

^{，シフト幅}

S

^＝

0.083 λ



(5 mm)

^{，反射板との間隔}

h

^＝

0.417 λ



(25 mm)

^{，反射板寸法}

L

rx ＝

L

ry ＝

2 λ



(120 mm)

^{とした．図}

2.13

^に，

VSWR

^{特性を示す．測} 定結果は，計算結果に比べて中心周波数が低い方にシフトしている．これは，誘電体基板の比誘電率などが正確にモデル化できていないことが原因の一つと考えられる．なお，計算では，

FDTD

^法

[35]

^{を用いている．図}

2.14

に，中心周波数における放射パターンを示す．測定結果と計算結果がほぼ同等の特性であり，計算による検討結果が妥当であることが分かる．

このとき，測定結果における動作利得は

9.4 dBi

^{，垂直面チルト角は}

40

^{度，円錐面パターン} の半値角は

98

^度，

F/B

^比

9 dB

^{である．図}

2.15

は，測定結果における放射パターンの周波数特性である．垂直面における放射パターンに多少の変化は見られるが，ほぼ

200 MHz

^（比帯域

4 %

）の帯域でほぼ同等の特性が得られていることが分かる．

2.2.1

^{で示したギャップ給} 電構成に比べて周波数に対して放射パターンが大きく変化しているが，これは

T

^分岐

MSL

の周波数特性により

2

つのスロット素子の位相差が周波数に対して一定とならないことが原

(29)

図

2.11:

位相差給電スロットアレーの給電構成

図

2.12:

位相差給電スロットアレーの試作モデル

(30)

図

2.13:

位相差給電スロットアレーの

VSWR

^特性

図

2.14:

位相差給電スロットアレーの放射パターン

(31)

2.3

ビーム切換特性

2.2

節では，位相差給電スロットアレーの基本構成及び放射特性について述べ，チルトビーム特性を実現できることを示した．本節では，位相差給電スロットアレーのビーム方向切換構成及び放射特性について述べる．

位相差給電スロットアレーのビーム切換構成を図

2.16

^{に示す．図}

2.16

^{において，誘電体基} 板のスロット形成面に対向する面（－

Z

^面）に

π

^{分岐形状の}

MSL

^{を形成し，}

SPDT

^（

Single Pole Double Throw

）構成の高周波スイッチを配置している．高周波スイッチは，

π

^分岐

MSL

を切換給電することにより，

2

つのスロット素子の位相差を切り換えることができるため，

ビーム方向の切換が可能となる．高周波スイッチの端子

1

^と端子

2

^{を接続する場合，図}

2.11

に示す構成と同等となり，＋

X

軸方向にチルトしたチルトビーム特性が得られる．このとき，

π

^分岐

MSL

^の端子

3

^側の

MSL

は特性に影響を及ぼさないように，分岐部分で開放となるようにする必要がある．例えば，高周波スイッチの端子

3

のインピーダンスがショートのとき，

L

m を

λ

e

/4

^（

λ

e

:

実効波長）の奇数倍に設定することで，分岐部分で開放とすることができる．また，高周波スイッチの端子

3

のインピーダンスがオープンのとき，

L

m を

λ

e

/2

^の整数倍に設定すればよい．本節では，アンテナの小型化を考慮して，

L

m ＝

λ

e

/4

^{とする．また，}

高周波スイッチとして，

PIN

ダイオードスイッチを用いた構成と，

MMIC

^{スイッチ（}

FET

^）を用いた構成のそれぞれについて試作し，ビーム切換特性を評価する．

図

2.16:

位相差給電スロットアレーのビーム切換構成

(32)

2.3.1 PIN

ダイオードスイッチを用いたビーム切換構成

PIN

^{ダイオードを用いた}

SPDT

^{スイッチ回路を図}

2.17

^{に示す．図}

2.17 (a)

^{は正電源のみ} を用いた片電源構成，図

2.17 (b)

は正負の電源を用いた両電源構成を示している．これらのスイッチ回路において，片電源構成の方が回路構成が複雑であるため，アンテナ基板上に配置した場合，アンテナ特性に影響を及ぼす可能性がある．そこで，ここでは図

2.17 (b)

^の両電源構成を適用する．図

2.17 (b)

において，正電源を印加した場合，

D1

^と

D4

^{がオン状態} となり，端子

1

^と端子

2

^{が接続され，また端子}

3

が短絡される．また，負電源を印加した場合，

D2

^と

D3

がオン状態となり，端子

1

^と端子

3

^{が接続され，また端子}

2

^{が短絡される．}

図

2.18

に，正電源を印加した場合のスイッチ特性を示す．設計周波数は

5 GHz

^帯としており，

PIN

^{ダイオードには}

M/A-COM

^製の

MA4SPS402

^{を使用した．}

5 GHz

^{において通} 過損失（

S21

^）は

1.2 dB

^{，アイソレーション（}

S31

^）は

21.8 dB

^である．

図

2.19

^は，

PIN

^{ダイオードの}

SPDT

スイッチを用いた位相差給電アレーの試作モデルである．誘電体基板のスロット形成面と対向する面に，スイッチ回路を構成している．図

2.19

において，誘電体基板の厚み

t

^を

0.027 λ



(1.6 mm)

^{，比誘電率}

²

r を

2.6

^{，スロット素子長}

L

s ＝

0.333 λ



(20 mm)

^{，スロット素子幅}

W

s ＝

0.017 λ



(1 mm)

^{，スロット素子間隔}

d

^＝

0.333 λ



(20 mm)

^，

GND

^寸法

L

gx＝

L

gy ＝

0.833 λ



(50 mm)

^，

MSL

^幅

W

1 ＝

W

3 ＝

W

4 ＝

0.05 λ



(3 mm)

^，

W

2 ＝

0.017 λ



(1 mm)

^{，スタブ長}

L

st ＝

0.033 λ



(2 mm)

^{，シフト幅}

S

^＝

0.092 λ



(5.5 mm)

^{，反射板との間隔}

h

^＝

0.417 λ



(25 mm)

^{，反射板寸法}

L

rx ＝

L

ry ＝

2 λ



(120 mm)

^{とした．また，}

π

^分岐

MSL

の分岐部で開放となるように，

L

m ＋

L

p ＝

λ

e

/4

^にしている．ここで，

L

p は図

2.17

^{に示すように端子}

2

^あるいは

3

^から

GND

^{までの長さである．}

図

2.20

^に，

VSWR

特性の測定結果を示す．

5 GHz

^{において，}

VSWR

^が

2

^{以下であり，比} 帯域幅は

VSWR < 2

^において

14 %

である．次に，放射パターンを図

2.21

^{に示す．図}

2.21

において，測定結果と計算結果はほぼ同等の特性が得られており，正負電源を切り換えることでビーム方向切換を実現できていることが分かる．このとき，＋

V

c において動作利得は

8.2 dBi

40

度，円錐面パターンの半値角は

101

^度，

F/B

^比は

11 dB

^である．また，－

V

c において動作利得は

8.6 dBi

40

^{度，円錐面パターン} の半値角は

103

^度，

F/B

^比は

9 dB

^である．

(33)

図

2.17: PIN

^{ダイオードを用いた}

SPDT

^{スイッチ回路}

図

2.18: PIN

ダイオードスイッチの測定結果

(34)

図

2.19: PIN

ダイオードスイッチを用いた位相差給電スロットアレーの試作モデル

(35)

図

2.20: PIN

ダイオードスイッチを用いた位相差給電スロットアレーの

VSWR

^特性

図

2.21: PIN

ダイオードスイッチを用いた位相差給電スロットアレーの放射パターン

(36)

2.3.2 MMIC

スイッチを用いたビーム切換構成

2.3.1

^で述べた

PIN

ダイオードを用いたスイッチ回路構成では，回路構成を簡易にするた

めに両電源を必要とした．ここでは，片電源でかつ簡易な回路構成で実現できる

MMIC

^スイッチを用いた構成を検討する．

図

2.22

^に，

FET

^{で構成された}

MMIC

^の

SPDT

スイッチ回路を示す．図

2.22 (a)

^は簡易モデル，図

2.22 (b)

は詳細モデルを示している．図

2.22 (b)

^{において，}

V

c1 をオンにした場合，端子

1

^と端子

2

^{が接続され，端子}

3

^{が短絡される．また，}

V

c2 をオンにした場合，端子

1

^と端子

3

^{が接続され，端子}

2

^{が短絡される．}

図

2.23

^に，

V

c1 をオンにした場合のスイッチ特性を示す．設計周波数は

5 GHz

^{帯としてお} り，

MMIC

^{スイッチとして}

M/A-COM

^製の

MASWSS0070

^{を使用した．}

5 GHz

^{において通} 過損失（

S21

^）は

1.2 dB

^{，アイソレーション（}

S31

^）は

30.6 dB

^{である．図}

2.18

^に示す

PIN

ダイオードを用いたスイッチ特性とほぼ同等の特性である．

図

2.24

^は，

MMIC

スイッチを用いた位相差給電アレーの試作モデルである．図

2.24

^において，

MSL

^幅

W

1 ＝

W

3 ＝

W

4 ＝

0.067 λ



(4 mm)

^{，シフト幅}

S

^＝

0.083 λ



(5 mm)

^，

L

m

＝

0.167 λ



(10 mm)

であり，その他のアンテナ構成パラメータは

2.3.1

^で述べた

PIN

^ダイオードスイッチを用いた場合と同様である．

図

2.25

^に

VSWR

^{特性の測定結果，図}

2.26

に放射パターンの測定結果を示す．図

2.25

^において，設計周波数である

5 GHz

^で

VSWR

^が

2

以下を実現できており，比帯域幅は

VSWR

< 2

^において

15 %

^{である．図}

2.26

においては，測定結果と計算結果はほぼ同等の特性が得られており，ビーム方向切換を実現できている．このとき，

V

c1 をオンとしたとき，動作利得は

8.5 dBi

40

度，円錐面パターンの半値角は

87

^度，

F/B

^比は

11 dB

である．また，

V

c2 をオンとしたとき，動作利得は

9.1 dBi

40

^度，円錐面パターンの半値角は

95

^度，

F/B

^比は

9 dB

^である．

PIN

ダイオードを用いた場合に比べ，

円錐面パターンが狭くなっているが，これはスイッチ回路を構成する

MSL

^{が異なるためで} あると考えられ，給電回路からの放射が影響していると考えられる．

(37)

図

2.22: MMIC SPDT

^{スイッチ回路}

図

2.23: MMIC SPDT

^{スイッチの測定結果}

(38)

図

2.24: MMIC

スイッチを用いた位相差給電スロットアレーの試作モデル

(39)

図

2.25: MMIC

スイッチを用いた位相差給電スロットアレーの

VSWR

^特性

図

2.26: MMIC

スイッチを用いた位相差給電スロットアレーの放射パターン

無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関 する研究

無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関 する研究

無線システム用小型平面

チルトビームアンテナに関する研究

宇 野 博 之

20

3

博 士 論 文

無線システム用小型平面

チルトビームアンテナに関する研究

金沢大学大学院自然科学研究科

電子情報科学専攻

情報システム講座

学 籍 番 号 0523112101

氏 名 宇 野 博 之

目 次

1

1

1.1

. . . . 1

1.2

. . . . 4

1.3

. . . . 6

1.3.1

. . . . 6

1.3.2

. . . . 7

1.4

. . . . 9

2

11 2.1

. . . . 11

2.2

. . . . 12

2.2.1

. . . . 12

2.2.2

. . . . 15

2.2.3

. . . . 19

2.3

. . . . 22

2.3.1 PIN

. . . . 23

2.3.2 MMIC

. . . . 27

2.4 4

. . . . 31

2.4.1

. . . . 31

2.4.2

4

. . . . 36

2.5

. . . . 39

3.2.2

. . . . 46

3.3

. . . . 48

3.3.1

. . . . 48

3.3.2

. . . . 50

3.3.3

. . . . 54

3.4

. . . . 56

3.5

. . . . 60

4

61 4.1

. . . . 61

4.2

. . . . 62

4.2.1

. . . . 62

4.2.2

. . . . 64

4.2.3

無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関する研究

無線システム用小型平面チルトビームアンテナに関する研究

宇野　博之

博士論文

学　籍　番　号 0523112101

氏　　名宇野　博之

目次

第 1 ^章 ^序論