C ESL
3.3 電圧方式アクティブコモンモードキャンセラの概要
3.3.1 インバータシステムのコモンモード電流
本章の抑制対象であるインバータシステムのコモンモード電流について述べる。図3.5 にバッテリを電源としたインバータシステムの模式図を示す。点ｇはグランド電位であ り，モータフレームはグランド電位と接続されている。CY1,CY2 はYコンデンサ，Cm
battery inverter motor
Cm Ci
Cgn Cgp
Cbn Cbp
図3.2 Equivalent circuit of the shielding structure
表3.1 parameters of Fig. 3.2
Symbol Meaning Value
Cbp,Cbn battery pack parasitic capacitor 5.0 [nF]
Cgp,Cgn grounding capacitor 3.0 [nF]
Ci inverter module parasitic capacitor 0.3 [nF]
Cm motor parasitic capacitor 10.0 [nF]
Hin internal magnetic strength of the inverter 1.0 [A/m]
表3.2 parameters of the Models
(a) (b) (c) (d) (e) inverter case thickness [mm] 1.0 1.0 2.0 2.0 2.0 battery pack case thickness [mm] 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 motor case thickness [mm] 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 shield thickness [mm] - 0.5 0.5 0.5 1.0 battery pack parasitic capacitor [nF] 5.0 5.0 5.0 1.0 5.0
Z
motor
250×150×150mm
300mm 300mm
body
800×2300×150mm battery
250×500×150mm inverter
250×250×150mm Y
X
図3.3 Analysis model of the motor propulsion system
はモータ巻線とフレーム間の浮遊容量，Lpu,Lpv,Lpwはインバータとモータ間の各相の配 線インダクタである。インバータのスイッチング動作でコモンモード電圧が生じ，イン バータ-モータ-モータフレーム-グランドライン-Yコンデンサを経由してコモンモード電 流icomが流れる。
図3.6にバッテリ電圧が25 V，YコンデンサCY1,CY2の容量が4.7 nF，インバータの 3相モジュールに6MBI120A(富士電機)を用いた場合のコモンモード電流icom を示し，
そのスペクトラム波形を図3.7に示す。コモンモード電流icomは4.7 MHzの振動電流で，
スペクトラム波形において4.7 MHzにピーク(5)の存在が確認できる。
コモンモード電流スペクトラムのピークとディップはコモンモード電流が流れる経路の インピーダンス特性に起因する。図3.8にインバータ出力u,v,wを短絡し，三相線とグラ ンド電位点g間のモータ側インピーダンス(以降はモータコモンインピーダンス)Zm，図 3.9にインバータ入力a,bを短絡し，インバータ入力とグランド電位点g間のバッテリ側
Z
Y A/m
1.0e+0
1.0e-2
1.0e-4
1.0e-6 1.0e-7
(a)Without shied line
(b)With shied line(t=0.5 mm)
(c)With shied line(t=0.5 mm)
(d)With shied line(t=0.5 mm)
(e)With shied line(t=1.0 mm)
図3.4 Simulation result of the magnetic field at 100 kHz
Yコン合成インピーダンスZY の周波数特性測定値をそれぞれ示す。図3.7に示すスペク トラム波形のピーク(1)，(5)はモータコモンインピーダンスZmの直列共振，ディップ(2) は並列共振である。また，ピーク(3)はYコンインピーダンスZY の直列共振，ディップ (4)は並列共振にそれぞれ対応している。なお，Yコンインピーダンス ZY については，
他にも共振点を持つが，その共振周波数ではモータコモンインピーダンスZmの大きさが 支配的となり，スペクトラムには表れない。
仮に AM帯域に直列共振点があると，コモンモード電流が流れる経路のループ面積に 応じたAM帯域の放射ノイズが発生し，車載ラジオアンテナに電磁障害を発生させてし
battery a inverter motor
b
u wv
g CY1 CY2
Cm Lpu
Lpv
Lpw
icom?
図3.5 Battery-powered inverter system 800 [mA]
600 400 200 0 -200 -400
6 520 mA4.7 MHz
200 ns 図3.6 Mesured waveforms of the common-mode currenticom
まう可能性がある。
3.3.2 電圧方式アクティブコモンモードキャンセラの構成と抑制効果
次に，インバータのコモンモード電流icom を抑制する電圧方式アクティブコモンモー ドキャンセラ(以降はACC：Active Common-mode Cancellerと記す)の原理と実験結果 について説明する。図 3.10 に電圧方式 ACC の構成を示す。電圧方式 ACC はコモン モードトランスTcom，エミッタフォロワ電流増幅器，コモンモード電圧検出コンデンサ Cd1,Cd2,Cd3，DCバスコンデンサCdc1,Cdc2 から構成される。基本動作原理は検出した コモンモード電圧をコモンモードトランスTcom を介してインバータ出力部に印加し，コ モンモード電圧をキャンセルすることで，コモンモード電流icom を抑制する。
図3.11にインバータシステムに各抑制手法を適用した場合のコモンモード電流icomの スペクトラム波形を示し，抑制効果を比較する。条件は(i)インバータのみ (抑制要素な
-20
-30
-40
-50 [dBm]
100 k 1 M 10 M
[Hz]
? ?
(1)
6
(2) 6
(4)
? (3)
(5)
図3.7 Mesured spectrum of the common-mode currenticom
[Ω] 10 k
1 k 100 10
10 k1 100 k 1 M 10 M
[Hz]
[deg]
180 90 0 -90
-18010 k 100 k 1 M 10 M
[Hz]
(a)magnitude|Zm|
(b)phase6 Zm
?
(2)parallel resonant
(1)series6 resonant 6
(5)series resonant
図3.8 Impeadance frequency characteristic of the motor common
し)，(ii)コモンモードチョーク，(iii)従来型電圧方式ACCである。(iii)従来型電圧方式 ACCの回路は図3.10 に示す構成であり，コモンモードトランスTcom のコア材にはファ インメット(日立金属)を用い，ターン数は6，巻数比は1:1とした。トランジスタTr1に は2SC4615(SANYO)，Tr2には2SA1772(SANYO)を用いた。その他の回路定数を表3.3 に示す。(ii)コモンモードチョークの回路構成は，(iii)従来型電圧方式ACCの回路からエ
10 k[Ω]
1 k 100 10
10 k1 100 k 1 M 10 M
[Hz]
[deg]
180 90 0 -90
-18010 k 100 k 1 M 10 M
[Hz]
(a)magnitude|ZY|
(b)phase6 ZY
?
(4)parallel resonant
(3)series resonant6
図3.9 Impeadance frequency characteristic of the grounding capacitor
ミッタフォロワ電流増幅器と電流増幅器に接続される巻線を取り除き，コア材及び巻数は 変更せずにコモンモードチョークとして用いた。
図 3.12 にコモンモードチョークインピーダンス Zchk の周波数特性測定値を示す。
5 MHz以上でインピーダンスは低下するが，図3.8に示したモータコモンに対してハイ
インピーダンスな特性を有しており，(ii)コモンモードチョーク適用時のノイズレベルは
10 MHzまでコモンモード電流を抑制できている。
同様に，(iii)従来型電圧方式ACC適用時のノイズレベルは100 kHz-10 MHzの全周波
数帯域において，(i)抑制要素を用いない場合に対し，改善されている。一方で，300 kHz より高い周波数帯域においては，(ii)コモンモードチョーク適用時のノイズレベルに対し て大きくなり，抑制効果が劣っている。3.3.3節ではこの現象の要因について考察する。
3.3.3 従来型電圧方式 ACC の問題点
従来型電圧方式ACCの等価回路及び実験結果を用いて，高周波帯域での抑制効果低下 の要因について説明する。図 3.13に従来型電圧方式 ACCの等価回路を示す。ZCdc は
P
N
P
N
P
N Tr1
Tr2
Tcom
Cm
Cdc1
Cdc2
CY1 CY2
Cd1 Cd2 Cd3
図3.10 Configuration diagram of the Conventional ACC
-20 -30 -40 -50 -60 -70 -80 -90
[dBm]
100 k 1 M 10 M
[Hz]
(i)no restraint method
(iii)conventional ACC
(ii)common choke coil
-6 Zds6=6 Zall
200 k
?
? 8 dB 10 dB
図3.11 Mesured spectrum of the common-mode currenticom
表3.3 circuit parameters parameters value Cd1Cd2Cd3[F] 1 n
Cdc1Cdc2[F] 1µ CY1CY2[F] 4.7 n
10 k[Ω]
1 k 100 10
10 k1 100 k 1 M 10 M
[Hz]
[deg]
180 90 0 -90
-18010 k 100 k 1 M 10 M
[Hz]
(a)magnitude|Zchk|
(b)phase6 Zchk
図3.12 Impeadance frequency characteristic of the common choke coil
DCバスコンデンサCdcのインピーダンス，Zmはモータコモンインピーダンス，ZY はＹ コンデンサCY1,CY2 の合成インピーダンスである。従来型電圧方式ACCはコモンモー ド電圧vcom を電流増幅器を通してコモンモードトランスTcom 及び DCバスコンデン サCdc に印加する。DCバスコンデンサ Cdc のインピーダンスがコモンモードトランス Tcom よりも十分小さい場合，コモンモードトランスTcom にはコモンモード電圧と概ね 一致した電圧vcom0 が印加され，コモンモード電圧 vcom を打ち消すことで，コモンモー ド電流icomが抑制される。この際のコモンモード電流icom の実測波形を図3.14に示す。
回路条件は3.3.2節で述べた図3.11の場合と同様で，比較のためにコモンモードチョーク 適応時のコモンモード電流icom も示す。(iii)従来型電圧方式ACCのコモンモード電流 icomの電流振幅は(ii)コモンモードチョークに対して低減している。一方で，2.5 MHzの 振動電流成分が顕著に現れ，DCバスコンデンサを流れる電流iCdc と逆位相で流れてい る。図3.11のスペクトラム波形でも2.5 MHz近傍にピークがあることから，この振動電 流成分が抑制効果低下の要因であると考えられる。
考察を深めるため，電流増幅器のゲインが十分大きいとし，またコモンモードトランス
の漏れインダクタンスが無視できる場合における従来型電圧方式ACCの簡略化した等価 回路を導出する。図3.15(a)は従来型電圧方式ACCの等価回路であり，図3.13に示した 図と同じである。電流増幅器の増幅率が十分大きいとすると，出力インピーダンスが小さ くなり，負荷に依存せず，コモンモード電圧vcom を印加することができる。よって，電 流増幅器を短絡した図3.15(b)の様に展開できる。さらに，付録図 3.15(b)のコモンモー ドトランスTcom をT型等価回路に展開すると，付録図3.15(c)の様になる。ここで，Le
はコモンモードトランスTcomの励磁インダクタ，Ll1，Ll2は漏れインダクタである。漏 れインダクタLl1，Ll2が十分小さいとし，無視すると付録図3.15(d)となる。
図3.16に導出した従来型電圧方式ACCの簡易等価回路を示す。ここで，Le はコモン モードトランスTcom の励磁インダクタ，ie はコモンモードトランス Tcom の励磁電流 ある。
ここで，モータコモンインピーダンスZmとYコンインピーダンスZY の直列合成イ ンピーダンスをZall とすると，コモンモード電流icom は下記の様に表すことができる。
icom = |ZCdc|ejθ1
|ZCdc|ejθ1 +|Zall|ejθ2ie = 1 1 + ||ZZall|
Cdc|ej(θ2−θ1)ie (3.1) ここで，θ1はZCdc，θ2 はZallの位相である。インピーダンス比 ||ZZall|
Cdc| をa，位相差
θ2−θ1 を∆θとすると，
icom = 1
1 +aej∆θie (3.2)
Icom = 1
√(1 +acos∆θ)2 + (asin∆θ)2Ie (3.3) となる。式(3)において，∆θ = 0の場合、コモンモード電流の振幅Icom は最小とな り，下記式で表される。
Icom = 1
1 +aIe (3.4)
vcom6
Tcom vcom0
vcom0
Zm
ZY ZCdc
iCdc icom
amp
図3.13 Equivalent common circuit of the conventional ACC
このように，θ1 = θ2 の場合は，コモンモード電流icom は励磁電流ie をインピーダン ス比で分流した電流が流れる。
モータコモンインピーダンスZm は低周波数帯域では容量性を示す。図3.8に示すよう に，今回の試験装置の場合は200 kHzまでは−90 degである。しかし，周波数が高くなる につれ，配線インダクタンスの影響が大きくなりZmの位相が変化し，6 ZCdc =−90 deg だとすると，θ16=θ2 となる。式(3)において，右辺の分母がθ16=θ2 ではθ1 =θ2 の場合 に対して小さくなる。よって，6 ZCdc6=6 Zallの周波数帯域ではコモンモード電流の振 幅Icomは増加する。図3.11に示す従来型電圧方式ACC型のコモンモード電流のノイズ
レベルは200 kHz以上で増加していき，300 kHzよりも高い周波数帯域ではコモンモード
チョークのみを用いた場合よりも，高くなってしまう。したがって，高周波特性の良いア ンプを用いてもθ16=θ2の周波数帯域では理想的な効果が得られない。