車載電力変換器の低ノイズ化に 関する研究

車載電力変換器の低ノイズ化に 関する研究

白川 和博

2019

目 次

第

1

1

1.1 車に使われている電力変換器 . . . 1

1.2 車載電力変換器におけるEMC抑制の必要性 . . . 2

1.3 車載電力変換器におけるEMC抑制の現状 . . . 3

1.4 本研究の目的 . . . 4

第

2

EMC

6

2.2 EMC抑制技術. . . 7

2.2.1 ^{フィルタによる改善} . . . 8

2.2.2 電力変換器回路による改善 . . . 11

2.3 ^研究対象 . . . 13

第

3

ACC

17

3.2 車両空間における磁界分布 . . . 19

3.3 電圧方式アクティブコモンモードキャンセラの概要 . . . 20

3.3.1 インバータシステムのコモンモード電流 . . . 20

3.3.2 電圧方式アクティブコモンモードキャンセラの構成と抑制効果 . . 24

3.3.3 従来型電圧方式ACCの問題点. . . 26

3.4 新たなコモンモード電流抑制法の提案 . . . 30

3.4.1 インピーダンスマッチ型ACCの構成 . . . 30

3.4.2 インピーダンスマッチ型ACCの原理 . . . 31

3.4.3 インピーダンスマッチ回路の構成と回路定数 . . . 33

3.5 ^{シミュレーション} . . . 34

3.5.1 ^{シミュレーション回路} . . . 34

3.5.2 ^{シミュレーション結果} . . . 36

3.6 実機検証 . . . 37

3.6.1 実験構成 . . . 37

3.6.2 コモンモード電流抑制結果 . . . 38

3.6.3 放射磁界の抑制結果 . . . 40

3.6.4 コモンモードトランスの体格 . . . 41

3.7 ^まとめ . . . 42

第

4

PFC

44

4.2 PFC回路のコモンモードノイズ . . . 45

4.2.1 バランス型PFC回路の低損失化 . . . 48

4.3 バランス型ブリッジレスPFCの基本動作 . . . 50

4.3.1 ^基本動作 . . . 50

4.3.2 ^{ダイオード特性の影響} . . . 52

4.3.3 実験結果 . . . 53

4.4 課題解決 . . . 56

4.4.1 対策案 . . . 56

4.4.2 設計方法 . . . 57

4.5 実機検証 . . . 60

4.6 まとめ . . . 62

第

5

SiC-MOS

DC-DC

ZVS

65

5.2 プッシュプル方式の動作とサージ発生メカニズム . . . 66

5.2.1 基本動作と各種波形 . . . 66

5.2.2 サージ抑制の考え方 . . . 71

5.3 提案サージ抑制法 . . . 72

5.3.1 励磁電流を用いたZVSサージ電圧抑制法. . . 72

5.3.2 ^適応範囲 . . . 80

5.4 ^{シミュレーション} . . . 81

5.5 ^実機検証 . . . 83

5.6 まとめ . . . 85

第

6

88

参考文献

91

研究業績

100

謝 辞

105

表目次

3.1 parameters of Fig. 3.2 . . . 21

3.2 parameters of the Models . . . 21

3.3 circuit parameters . . . 27

3.4 circuit parameters . . . 35

4.1 Calculation condition of the loss . . . 49

4.2 Circuit parameters of the proposed balanced bridgeless PFC . . . 61

4.3 Circuit parameters of the filter . . . 62

5.1 Circuit parameters of the push-pull DC-DC converter . . . 80

5.2 Simulation condition . . . 81

5.3 Experimental condition . . . 83

図目次

1.1 Power Electronics products of the HEV . . . 2

2.1 Circuit diagram of the boost chopper . . . 7

2.2 Illustrated waveforms of the boost chopper . . . 8

2.3 Configuration of the filter . . . 9

2.4 Equivalent circuit of an inductor . . . 11

2.5 Impeadance frequency characteristic of inductors . . . 11

2.6 Equivalent circuit of an capacitor . . . 12

2.7 Impeadance frequency characteristic of capacitors . . . 12

2.8 Configuration diagram of the active common-mode canceller . . . 14

2.9 Circuit diagram of the balanced chopper . . . 14

2.10 Illustrated waveforms of the balanced chopper . . . 15

3.1 Schematic diagram of the motor propulsion system . . . 20

3.2 Equivalent circuit of the shielding structure . . . 21

3.3 Analysis model of the motor propulsion system . . . 22

3.4 Simulation result of the magnetic field at 100 kHz . . . 23

3.5 Battery-powered inverter system . . . 24

3.6 Mesured waveforms of the common-mode currenti_com . . . 24

3.7 Mesured spectrum of the common-mode currenti_com . . . 25

3.8 Impeadance frequency characteristic of the motor common . . . 25

3.9 Impeadance frequency characteristic of the grounding capacitor . . . 26

3.10 Configuration diagram of the Conventional ACC . . . 27

3.11 Mesured spectrum of the common-mode currenti_com . . . 27

3.12 Impeadance frequency characteristic of the common choke coil . . . 28

3.13 Equivalent common circuit of the conventional ACC . . . 30

3.14 Measured waveforms of the common-mode currenticomand DC bus capac- itor currentiCdc . . . 31

3.15 Equivalent common circuit of the conventional ACC . . . 32

3.16 Simplified equivalent circuit of the conventional ACC where the exciting inductor of the common mode transformer is considered . . . 32

3.17 Configuration diagram of the Z-match ACC . . . 33

3.18 Equivalent common circuit of proposed Z-matched ACC . . . 34

3.19 Equivalent circuit of the motor common . . . 35

3.20 Simulation circuit of the Z-matched ACC . . . 36

3.21 Calculated waveform of the common-mode currenticom . . . 37

3.22 Calculated waveforms of thecommon-mode currenticomand Z-matched circuit currenti_Z . . . 37

3.23 Configuration used for the machine verification . . . 38

3.24 Frequency characteristics of the Z-matched circuit impedanceZ_mat . . . 39

3.25 Measured waveforms of the common-mode current icom and Z-matched circuit currentiz . . . 40

3.26 Measured spectrum of the common-mode currenticom . . . 40

3.27 Configuration used for measuring the magnetic field strength near the motor lines . . . 41

3.28 Measured spectrum of the magnetic field strength near the motor lines . . . 42

3.29 Measured waveforms of the common-mode transformer voltage . . . 43

4.1 Circuit diagram of the boost chopper type PFC . . . 47

4.2 Circuit diagram of the balanced boost PFC . . . 47

4.3 Illustrated waveforms of the balanced PFC . . . 48

4.4 Circuit diagram of the balanced bridgeless PFC . . . 49

4.5 Loss breakdown . . . 50

4.6 Simulated waveforms of the balanced bridgeless PFC(ideal) . . . 51

4.7 Circuit diagram of the balanced bridgeless PFC focusing on components that need to be balanced . . . 52

4.8 Simulated waveforms of the balanced bridgeless PFC(capacitance unbalanced) 54 4.9 Simulated waveforms of the balanced bridgeless PFC(recovery current un- balanced) . . . 55

4.10 Current path of the balanced bridgeless PFC(recovery current unbalanced) . 56 4.11 Schematic diagram of the balanced bridgeless PFC . . . 56

4.12 Schematic diagram of the balanced bridgeless PFC module pattern . . . 57

4.13 Measured and simlated spectrum of the LISN voltage vLISN when the balanced bridgeless PFC is applied . . . 57

4.14 Measured waveforms of the balanced bridgeless PFC(recovery current un- balanced) . . . 58

4.15 Measured waveforms of the diode current when the balanced bridgeless PFC is applied . . . 59

4.16 Circuit diagram of the proposed balanced bridgeless PFC . . . 59

4.17 Equivalent circuit diagram of the proposed balanced bridgeless PFC . . . . 60

4.18 Measured waveforms of the voltage to groundvlpg when the proposed bal- anced bridgeless PFC is applied . . . 62

4.19 Spectrum of the LISN voltagev_LISNwhen the proposed balanced bridgeless PFC is applied . . . 63

4.20 Circuit diagram of the filter . . . 63

4.21 Spectrum of the LISN voltage v_LISN when the proposed AC direct input type balanced PFC with the filter is applied . . . 64 5.1 Push-pull DC-DC Converter . . . 67 5.2 Waveforms of the push-pull converter(hard-switching) . . . 68 5.3 Current path when the primary-side switch turns on(hard-switching) . . . . 69 5.4 Equivalent circuit when the primary-side switch turns on . . . 70 5.5 Simplified equivalent circuit when the primary-side switch turns on . . . 71 5.6 Waveforms of the simplified equivalent circuit(Fig.3.5) when the primary-

side switch turns on . . . 73 5.7 Current path when the primary-side switch turns on(proposed method) . . . 74 5.8 Illustration waveforms when the primary-side switch turns on(proposed

method) . . . 75 5.9 Equivalent circuit of the Fig.5.8 on mode(3) . . . 77 5.10 Relationship between the surge voltage and the inductance . . . 81 5.11 Relationship between the switching frequency, the inductance, and the load

current on the proposed method . . . 82 5.12 Calculated waveforms when the primary-side switch turns on(proposed

method) . . . 84 5.13 Experimental waveforms when the primary-side switch turns on . . . 86 5.14 Loss breakdown(vin=400 V,vout=300 V,Pout=3 kW) . . . 87 5.15 Experimental result of the converter efficiency on the proposed

method(v_in=400 V,v_out=300 V) . . . 87

第

1

緒 論

1.1

2015年に国連気候変動枠組条約締約国会議でパリ協定が採択され，途上国を含む主要 排出国において，温室効果ガス削減の努力が求められている。この決定を受け，日本にお いては2030年における温室効果ガスを2013年度比で約26 %削減する旨の中間目標が掲 げられた⁽¹⁾。温室効果ガスの内訳を見ると，約90 %は二酸化炭素であり，自動車全体で の二酸化炭素の排出量の約16 %にも及ぶため，自動車におけるCO2 排出低減は重要と

なる^{(2) (3)}。

CO₂排出低減対策の一つとして，自動車部品の電動化による低燃費化を進めてきた。パ ワーステアリングやコンプレッサは電動化され，インバータが用いられるようになった。

自動車工業会によると，2017年の世界の4輪車生産台数は9730万台にものぼり，1台 あたり130個のモータを搭載している車もあることから，自動車用モータの生産個数は年 間10億個以上だと考えられる^{(4) (5)}。年々厳しくなる環境基準に適合するため，オルタネー タや電動パワーステアリングなどの補機部品のさらなる高効率化が進められている^{(6) (7)}。

また，電気エネルギから動力を得て，制動時に回生もできるハイブリッド車が低燃費性 能の訴求により普及が進んでいる⁽⁸⁾。ハイブリッド車に搭載されている電力変換器製品を 図1.1に示す。主機モータ駆動用インバータや補機駆動用のDCDC^{コンバータが車載さ} れるようになった。欧州のCO₂規制95 g/km(2020)や米国カリフォルニア州のZEV規制 を背景に，家庭のコンセントから主機バッテリを充電するプラグインハイブリッドや電気 自動車の普及も期待され，車載充電器の市場も拡大が見込まれている。2017年のEV世 界販売は前年比54 %増の100万台を突破し，電動化車両全体の市場規模は2030年には 300万台を超えるとの予測もある^{(9) (10)}。さらに，災害時のエネルギ供給や電力負荷平準化

図1.1 Power Electronics products of the HEV

のためのエネルギ蓄積手段としてEV車の役割も重要視されており，車両メーカを中心に 実証実験を進めている^(11)−(13)。ソーラーパネルを搭載し，太陽光発電電力を利用している 車もある⁽¹⁴⁾。車載される電力変換器の数は今後も増加していくと予想される。

1.2

EMC

電力変換器は半導体素子をオンオフ動作することで，所望の電圧・電流に制御するが，

電圧・電流の変動により，周囲環境に電磁ノイズを発生させてしまう。そのため，車載電 力変換器には周波数帯域毎にノイズレベルが規定されており，規格値以下に抑制すること が求められる。例えば，ラジオノイズ障害を防ぐため，AM^帯域及びFM^{帯域のノイズを} 規制している。電力変換器とラジオアンテナの距離が近い場合には要求されるノイズレベ ルが厳しくなる傾向にあるが，電力変換器の増加によりアンテナに近い搭載場所となる ケースも増えてくる。

また，乗車位置において，電力変換器から生じる電磁波ノイズによる人体暴露について も議論が進められている⁽¹⁵⁾。座席下等に電力変換器が置かれた場合，人との距離が近いた

め，電磁波による人体への悪影響が懸念されている。既に人体暴露に関する規格を制定し ている車両メーカもある⁽¹⁶⁾。今後は他の車両メーカの追従，周波数帯域の拡張，規格レベ ルの厳格化等の車両EMC規格の強化が予想される。

さらに，自動運転の開発が盛んにおこなわれている^(17)−(21)。車間警報や視界支援等の運 転支援だけでなく，自動ブレーキを搭載した車両の普及が進んでいる⁽²²⁾。自動車技術者協 会が定義した自動運転の定義において，一部の機能が自動化された自動ブレーキはレベル 1^{に相当するが，通常時}/非常時を問わず，あらゆるシーンで運転が自動化される最大レベ ルのレベル5に相当する自動運転車両をGoogleは既に公道で走行させている⁽²³⁾。自動運 転においては，認知・判断・操作が重要となるが，センサ部の情報誤検出や走蛇系機器の 誤作動は自動運転車両の重篤なトラブルに繋がる。そのため，車両空間の電磁界強度の低 減が必要となり，電力変換器に対するノイズ規格の厳格化される可能性がある。

一方，次世代素子であるSiC-MOSFETを用いた電力変換器について研究されており，

高耐圧・低オン抵抗の物性値の恩恵により，電力変換器の小型化・低損失化が期待されて いる^(24)−(28)。車両電力変換器の分野でもSiC-MOSFETを用いた電力変換器の開発が報告 されている^(29)−(31)。しかし，SiC-MOSFETを用いた高電圧高速スイッチングの電力変換 器の場合，スイッチング波形に含有するノイズレベルが高くなる。SiC-MOSFETの普及 にはEMCに対する対処がキーポイントとなる。

1.3

EMC

電力変換器におけるノイズは2種類あり，半導体素子の電圧変動をノイズ源として，主 電流経路を通って電源側に流出するディファレンシャルモードノイズと半導体素子と筐体 間の浮遊容量を通り，筐体及び車体を経由して電源側に流出するコモンモードノイズであ る。ディファレンシャルモードノイズ抑制にはディファレンシャルモードフィルタを用い ており，車両メーカの規格を遵守するために各周波数帯域において必要な減衰特性になる ように設計する。コモンモードノイズの抑制には，シールドケーブルを用いており，例え ばハイブリッド用のインバータシステムにおいては，メインバッテリとインバータ及び主

機モータをシールドケーブルを用いて接続している。シールドケーブルを用いることで，

シールド導体部にコモンモード電流を流すことで車体側に流出する電流が低減され，アン テナへの電磁妨害を抑制している。シールドケーブルのコモンモードノイズ抑制でノイズ 規格を準拠出来ない場合やシールドケーブルを用いない電力変換器の場合はコモンモード フィルタによりコモンモードノイズを抑制する。電力変換器単体のノイズレベルを低減し た上で，車両搭載下において電力変換器を動作させた場合のノイズを計測し，そのノイズ レベルに応じて，配線走行の変更やクランプコア追加等の車両側の最終適合が行われる。

1.4

上述のように，車載される電力変換器の増加，人体暴露，自動運転やSiC-MOSFETの 普及等により車載電力変換器に対するノイズ規格の強化が求められる。これに対し，ノイ ズレベル低減をノイズフィルタの強化で実現することが一つの対策として考えられるが，

体格・重量が増えてしまい，燃費悪化を招くことになる。また，車載電力変換器は高出力 化の傾向にあり，フィルタに流れる電流も大きくなるため，フィルタの大型化が顕著にな る。車載搭載スペースは有限なため，フィルタ強化でのノイズ対策では立ち行かなくなる 可能性がある。

そこで，電力変換器のノイズレベル低減をフィルタ強化ではなく，電力変換器の回路構 成や駆動方法の工夫により実現する技術について開発する。具体的な技術分野としては，

スイッチング動作による生じるノイズ電圧を相殺するノイズキャンセル技術やサージ電圧 に起因するリンギング成分の発生を抑制するソフトスイッチング技術に着目する。発生す るノイズレベルを低減し，フィルタの大型化を防ぐ，車載電力変換器のノイズ性能向上を 本論文の目的とする。

車載電力変換器はDC-AC・DC-DC・AC-DCに大別されるが，本論文ではそれぞれに 適応可能なノイズ性能向上技術を提案する。2章では具体的なノイズ発生要因とノイズ抑 制技術の先行研究について説明し，本論文の取り組むべき技術分野について言及する。3 章では，インバータのAM帯域のコモンモード電流抑制を目的として，従来電圧キャンセ

ル方式を改良したインピーダンスマッチ型のアクティブコモンモードノイズキャンセラを 提案する。モータのコモンモード経路の位相特性と合致したインピーダンスマッチ回路を コモンモードトランスとグランド電位の間に配置し，従来の電圧キャンセル方式の問題点 を解決し，コモンモードノイズの抑制効果をAM帯域まで拡張出来るをことを示す。4章 では，車載充電器に使用される力率改善回路であるPFC(Power Factor Correction)のコモ ンモードノイズ抑制のロバスト化を目的に新たな低ノイズPFC回路を提案する。従来か ら提案されている低コモンモードノイズのバランス型PFC回路において，整流部の対と なるダイオード間のリカバリ電荷差に起因する負荷端の対地電圧の電位変動が発生し，コ モンモードノイズ抑制性能が悪化するが，リカバリ電流の差分を回収するバイパス経路を 設けることで，素子性能のばらつきが生じる場合においても，系統電源側に流出するコモ ンモード電流を抑制可能となることを示す。5章では，相補駆動やソース接地の回路構成 によりコモンモードノイズ性能が高いプッシュプル方式のDC-DCコンバータにおいて，

高耐圧かつ低スイッチング損失特性に優れたSiC-MOSFETを適用することで，Si-IGBT を使用する場合に比べて低損失化が期待できる。一方で，二次側整流回路部では，一次側 スイッチのオン・オフ動作に伴う転流動作に起因して，二次側整流用パワーデバイスに過 大なサージ電圧が生じ，サージ電圧のリンギング周波数成分のコモンモードノイズ電流の 増加が懸念される。これに対し，トランスの励磁電流を活用した転流動作により，ソフト スイッチングを実現しつつ二次側整流用パワーデバイスのサージ電圧を効果的に抑制する 手法を提案する。6章では，本論文のまとめと今後の課題について言及する。

第

2

ノイズ発生原理と EMC ^抑制技術

本章では，電力変換器におけるノイズ発生原理の概要とその抑制手段である フィルタの役割について説明する。また，EMC抑制技術の先行文献について述 べ，本論文の研究対象を明確化する。

2.1

昇圧チョッパ回路を例に，ノイズ発生メカニズムを説明する。図 4.1 に昇圧チョッパ 回路図を示す。点線で囲んだ回路はLISN（Line Impedance Stabilization Network）であ り，ノイズレベルを測定する際にインピーダンスを規定する役割として用いられる。昇圧 チョッパは直流電圧を昇圧する回路で，半導体素子であるMOS1 をオンし，インダクタ にエネルギを蓄えた後，MOS1 をオフすることで直流電圧とインダクタに蓄えられたエネ ルギにより，負荷への昇圧電圧供給を実現する。

この時，半導体素子 MOS₁ のドレイン―ソース間電圧v_ds は図 2.2^{に示すように変動} する。この電圧変動はディファレンシャルモードノイズ源であり，電力線を通って電源側 に流出するディファレンシャルモードノイズを発生させる。

また，点ｇはグランド電位とすると，半導体素子MOS1 のドレイン端子が接続されて いる点pの電位もグランド電位ｇに対して変動する。この電圧変動がコモンモードノイズ 源である。半導体素子MOS1 のドレイン端子と筐体間には冷却のため放熱シートが存在 し，浮遊容量Cpg が形成されている。この浮遊容量を通り，筐体を経由して電源側に流出 するコモンモード電流i_com がコモンモードノイズである。

これらのノイズを抑制する手段として，ディファレンシャルモードフィルタ及びコモン

g LISN

d_p

C_pg n

p

MOS₁

v_ds i_L

v_out v_in

i_com

図2.1 Circuit diagram of the boost chopper

モードフィルタが用いられる。図4.20にフィルタ構成を示す。フィルタは電源と電力変 換器の間に設置される。ディファレンシャルモードフィルタはインダクタLdif とXコン デンサと呼ばれるキャパシタCX で形成される。インダクタLdif には電力変換器の平滑 インダクタを利用することもある。また，コモンモードフィルタはコモンモードインダ クタL_comとYコンデンサと呼ばれるキャパシタC_Y で形成される。EMC^{規格で定めら} れている限度値以下にノイズレベルを抑制するため，電力変換器が生じるノイズ電圧を フィルタの減衰特性で抑制する。フィルタの定数は低周波領域の必要減衰量で決定され る。HEV車両において，高電圧機器の漏電検知を行っているが，その機能の正常動作の ため，電力変換器におけるYコンデンサCY の容量値が規制されている。よって，コモ ンモードフィルタの減衰特性はコモンモードインダクタLcom に頼らざるを得なくなり，

しばしばフィルタの大型化を招いてしまう⁽³²⁾。

2.2 EMC

EMC抑制技術は発生したノイズ成分に対しフィルタの工夫で減衰特性を改善する技術 と電力変換器の回路構成や駆動方式により発生するノイズ成分を低減する技術に大別され る。各々の分野における先行研究について説明する。

0

i _L v _ds

0

0

0

0

v _in

v _out v _pg

i _com

図2.2 Illustrated waveforms of the boost chopper

2.2.1

フィルタは電力変換器の入出力に配置され，電力変換器から生じるノイズ成分を電力変 換器外に流出することを抑制する。フィルタは一般的にインダクタとキャパシタから構成 されるローパスフィルタが用いられる。ローパスフィルタは低周波帯域の減衰量が最も小 さいため，ノイズ規格で規定される周波数の中で，低周波数の規格値を満足するために，

減衰特性を設計する。ローパスフィルタは周波数が高周波になるほど，減衰量が大きくな

L

C

L

C

C

図2.3 Configuration of the filter

る。しかし，ローパスフィルタを構成するインダクタ及びキャパシタの寄生成分により，

高周波帯域の減衰特性は悪化するため，高周波帯域のノイズ規格に対する対策も必要と なる。

インダクタにおける寄生成分は，巻線と巻線の間に形成される巻線間容量である。図 2.4にインダクタの等価回路を示す。インダクタLに巻線間容量C とインダクタのコア 材の鉄損要素で抵抗Rが並列に形成される。図2.5 にインダクタのインピーダンスの周 波数特性を示す。理想的には高周波になればなるほど，インピーダンスは大きくなるが，

下記に示す自己共振周波数f で並列共振を生じ，それ以上の周波数帯域においては，キャ パシタ特性を示すようになる。

f = 1 2π√

LC (2.1)

よって，ローパスフィルタにインダクタを用いた場合，高周波帯域のノイズ成分はイン ダクタではなく巻線間容量を通過するため，フィルタの減衰特性が悪化する。この対策と してインダクタの巻線方法を工夫することで，インダクタとして機能する周波数帯域を拡 張する方法が提案されている^(33)−(35)。図2.5の赤線で示したインダクタに対し，巻線間容 量を半減した場合，青線で示すインピーダンス特性になり，自己共振周波数f ^{を高周波化}

することが出来る。高周波領域のインピーダンスの低下を防ぎ，フィルタ減衰量の低減を 抑制している。

キャパシタにおける寄生成分は，等価直列インダクタンスESL(Equivalent Sries Induc-

tance)と呼ばれるキャパシタに直列に作用するインダクタ成分である。図2.6にキャパシ

タの等価回路を示す。キャパシタC に等価直列インダクタンスESLと抵抗成分である 等価直列抵抗ESR(Equivalent Series Resistance)が直列に形成される。図3.9^{にキャパシ} タのインピーダンスの周波数特性を示す。理想的には高周波になればなるほど，インピー ダンスは小さくなるが，下記に示す自己共振周波数f で直列共振を生じ，それ以上の周波 数帯域においては，インダクタ特性を示すようになる。

f = 1

2π√

ESLC (2.2)

よって，ローパスフィルタにキャパシタを用いた場合，高周波帯域のノイズ成分は等価 直列インダクタンスESLが抵抗成分となり，キャパシタを通過しなくなり，フィルタの 減衰特性が悪化する。キャパシタを理想的特性に近づけるため，キャパシタの接続方法を 工夫し等価直列インダクタの影響を排除するフィルタ構成も提案されている^{(36) (37)}。図3.9 の赤線で示したキャパシタに対し，等価直列インダクタンスを半減した場合，青線で示す インピーダンス特性になり，自己共振周波数f を高周波化することが出来る。高周波領域 のインピーダンスの増加を防ぎ，フィルタ減衰量の低減を抑制している。また，フィルタ を実装する際の配線もキャパシタに直列にインダクタ成分が加わることになるので，その 配線長により，フィルタの特性が大きく変化することが報告されており，高周波帯域のノ イズ抑制にはキャパシタのグランドへの接続方法にも注意が必要になる。⁽³⁸⁾。

また，磁気結合の影響によるフィルタ減衰特性の悪化も懸念されている。電力変換器に おいて，スイッチング電流が流れる電流ループや磁気部品の周囲には磁束が発生してい る。これらの磁束がフィルタ回路に鎖交すると，誘起電圧が発生し，誘起電圧に起因する ノイズ成分が電力変換器の外に流出してしまうため，磁気結合を考慮したフィルタの実装 方法や解析方法が検討されている^(39)−(42)。電力変換器の高密度化進むと，磁束発生部位と

L

L R

C

(a)ideal (b)real

図2.4 Equivalent circuit of an inductor

ideal

real(1) real(2) 10k

1k 100 10 1

10k 100k 1M 10M

Frequency[Hz]

Im p ea d an ce [ Ω ]

図2.5 Impeadance frequency characteristic of inductors

フィルタ部の物理的距離が短くなるため，磁気結合の影響の考慮がますます重要になる。

2.2.2

電力変換器の回路構成で発生するコモンモードノイズを低減する技術として，能動的に キャンセルする方法と受動的にキャンセルする方法がある。

能動的にコモンモードノイズをキャンセルする方法として，インバータのコモンモー ドノイズをキャンセルするアクティブコモンモードキャンセラ (以降は ACC：Active

Common-mode Canceller^と記す)が提案されている。電圧方式のACC^{はインバータが発}

生するコモンモード電圧を検出し，コモンモードトランスを介してインバータ出力部に逆

C

ESR

(a)ideal (b)real

C ESL

図2.6 Equivalent circuit of an capacitor

ideal real(1) real(2) 100

10 1 0.1 0.01

10k 100k 1M 10M

Frequency[Hz]

Im p ea d an ce [ Ω ]

図2.7 Impeadance frequency characteristic of capacitors

相のコモンモード電圧を印加し，インバータのコモンモード電圧をキャンセルすること で，コモンモード電流を抑制するノイズ低減技術である⁽⁴³⁾。コモンモード電流を抑制する ためには，コモンモードコイルが必要であるが，図2.8に示すように，コモンモードコイ ルに1巻線を追加し，コモンモードトランスとして使用し，コモンモード電圧をキャンセ ルすることで，コモンモードコイルのみの場合に対してコモンモード電流を抑制すること が期待される。また，電流方式のACCも提案されている⁽⁴⁴⁾。電流キャンセル方式は検出 したコモンモード電流を低インピーダンスの電流増幅回路に入力し，増幅した補償電流を コンデンサを介してコモンモードノイズ電流経路に供給することで，コモンモード電流を

抑制するノイズ低減技術である。

受動的にコモンモードノイズキャンセルする方法としては，バランス型チョッパ回路の コモンモード電圧キャンセル方式がある^{(45) (46)}。図4.2にバランス型チョッパの回路図を 示す。図4.1の一般的なチョッパ回路との違いは2点あり，整流ダイオードdr3とdr4の アノード電位と半導体素子MOS1 のソース電位点nとの間にインダクタLn を設けてい ることと，負荷の一本端の点ln^と点n^{間にダイオード}dnを設けていることである。バラ ンス型チョッパ回路の理想動作波形の概要図を図4.3^{に示す。インダクタ}L_p，L_nのイン ダクタンス値が同値の場合，グランド電位の点g^{からみた半導体素子}MOS₁ のドレイン 電位点p，ソース電位点nそれぞれの対地電圧v_pg，v_ng は相補的な電圧となる。半導体素 子MOS1 のソース電位点nにはダイオードdn のカソード端子と筐体間で浮遊容量Cng

が形成され，半導体素子MOS1のドレイン電位の点pにも筐体との間に浮遊容量Cpg が 存在しており，Cpg とCng のキャパシタンス値が同値の場合，対地電圧vpg，vng を相補 的に動作させた場合，浮遊容量Cpg，Cng を介して流れるコモンモード電流を回路内で還 流し，外部に流れるコモンモード電流は抑制することが出来る。

スイッチング方法や駆動方法によるノイズ抑制も提案されている。ソフトスイッチング 技術はスイッチング損失の低減だけでなく，サージ電圧とサージ電圧のリンギング周波数 成分のノイズ抑制にも有効であり，数多くの研究成果が報告されている^(47)−(51)。また，ス イッチング周波数を拡散することで，固定スイッチング周波数に対して，ノイズ発生頻 度を抑制し，ノイズレベルを低減する駆動方法も提案されている^(52)−(55)。さらに，コモン モード電圧の変動を抑制する駆動方法も提案されている⁽⁵⁶⁾。

2.3

EMC抑制技術の先行研究に基づき，研究対象を決定する。

電力変換器からのノイズ流出防止のためのフィルタ技術においては，フィルタを構成す る素子の寄生成分，フィルタ接続のための配線影響，電力変換器内部の磁束によるフィル タ減衰特性の悪化影響を等を考慮し，フィルタ減衰特性を理想的な状態に近づけるための

P

N

P

N P

N

CY1 C_Y2

T_com

Cm

C_d1 C

d3

Cd2

図2.8 Configuration diagram of the active common-mode canceller

LISN

d_p

C_pg n

p

MOS₁

v_ds i_L

C_ng g

L_p

L_n

v_out v_in

図2.9 Circuit diagram of the balanced chopper

研究が多く見受けられる。しかし，これらの対策は主に高周波領域におけるフィルタ減衰 特性の改善であり，車載電力変換器においてはFM帯域のノイズ規格に有用であるが，低 周波帯域における必要フィルタ減衰量の低減には寄与しない。

また，スイッチング周波数拡散はノイズ発生頻度を抑制する駆動方法のため，ノイズの アベレージ成分の低減には効果があるがピーク成分にはない。ノイズ規格はピークとアベ レージ両方の規格値が規定されている場合，ノイズのピーク成分が低減できなければ，必

0

i

v

0

0

0

v

v

0

0

v

v

i

⁰

図2.10 Illustrated waveforms of the balanced chopper

要となるフィルタ減衰量を低減できない。コモンモード電圧抑制駆動については，ノイズ 抑制のために駆動方法を制限するのは実用上難しいと思われる。

コモンモードノイズ電圧キャンセル技術は，スイッチング周波数成分のコモンモードノ イズを低減することが出来るため、必要フィルタ減衰量の低減が期待できるが，筆者が知 る限り，原理提案の領域を脱しておらず，実用化には至っていない。

ソフトスイッチング技術はサージ電圧抑制により，サージ電圧に起因するリンギング周 波数成分のノイズ成分も抑制され，そのリンギング周波数がAM帯域にあった場合には，

フィルタの必要減衰量が低減できる。

これらの状況を鑑み，本論文では，フィルタ性能強化に頼らずノイズ性能を向上出来 る可能性があるコモンモードノイズ電圧キャンセル技術とソフトスイッチング技術に着 目する。インバータ(DC-AC) や車載充電器(AC-DC)を題材に，能動的及び受動的キャ ンセル方式それぞれの実用化の問題点を明らかにし，その対策について研究する。また，

SiC-MOSFET適用により着目されるプッシュプル方式のDCDC^{コンバータ}(DC-DC)^を

題材に，サージ電圧を抑制する新たなソフトスイッチング技術について研究する。

第

3

インピーダンスマッチ型 ACC ^{によるイン}

バータのコモンモードノイズ低減

車両インバータシステムのスイッチング動作に起因して，メインバッテリや主 機モータの浮遊容量を介して流れるコモンモード電流はラジオノイズ障害や他機 器の誤動作が懸念されるため，周波数毎にコモンモード電流値が規定されてい る。インバータシステムを構成するメインバッテリや主機モータにおいては浮遊 容量は設計優先度は低いのが実情であり，フィルタやシールド線の強化は体格増 や重量増を招くので現実的ではないため，インバータから生じるコモンモード電 流の抑制が望まれている。インバータから発生するノイズ抑制手段として，コモ ンモードノイズをキャンセルするように駆動するアクティブコモンモードキャン セラが報告されているが，効果的な周波数帯域は限定されている。本章では，イ ンバータのAM帯域のコモンモード電流抑制を目的として，従来提案されてい るアクティブコモンモードキャンセル方式を改良したインピーダンスマッチ型の アクティブコモンモードノイズキャンセラを提案する。

3.1

インバータシステムにおいて，スイッチング動作に起因して，モータ寄生容量成分や接 地コンデンサを介してコモンモード電流が流れる。コモンモード電流により伝導及び放射 する電磁波は他機器の誤動作や電磁干渉を引き起こすため^(57)−(59)，周波数毎にコモンモー ド電流値を規定する規格がある。車両においては，コモンモード電流は放射ノイズを発生 し，車載ラジオに電磁問題を発生する⁽⁶⁰⁾。電磁界解析も研究されており^{(61) (62)}，AM帯域 (510 kHz-1.7 MHz)及びFM帯域(76 MHz-108 MHz)のコモンモード電流の有効な抑制法 が求められている。また，座席下等の車内に電力変換器が置かれた場合，電磁波による人

体への悪影響が懸念されている。人体暴露についても議論が進められており⁽¹⁵⁾，既に人体 暴露に関する規格を制定している車両メーカもある⁽¹⁶⁾。さらに，自動運転を搭載した車両 の普及も期待されているが，センサ部の情報誤検出や走蛇系機器の誤作動は自動運転車両 の重篤なトラブルに繋がるため，電力変換器に対するノイズ規格の厳格化が予想される。

インバータシステムはシールドケーブルで接続し，電磁妨害を抑制しているが，ノイズ規 格の厳格化はフィルタ追加等のノイズ対策強化が求められることになる。

フィルタ追加でのノイズ対策ではなく，インバータから発生するノイズ抑制手段とし て，アクティブコモンモードキャンセラが用いられており，電圧キャンセル方式と電流 キャンセル方式に大別される。電圧キャンセル方式は検出したコモンモード電圧をコモン モードトランスを介してインバータ出力部に印加し，インバータのコモンモード電圧を キャンセルすることで，コモンモード電流を抑制する方式である(43) (63) (64) (65) (66)。電流キャ ンセル方式は検出したコモンモード電流をコンプリメンタリのトランジスタ回路（低イン ピーダンスの電流増幅回路）に入力し，増幅した補償電流をコンデンサを介してノイズ経 路に供給することで，コモンモード電流を抑制する方式である⁽⁴⁴⁾。しかしながら，両方式 共に，MHzより高い周波数帯域においてコモンモード電流の抑制効果が低減してしまう。

その理由として，電圧キャンセル方式の場合，モータのコモンモード経路の位相特性とア クティブコモンモードキャンセラ回路に使用する直流電源部コンデンサの位相特性の影響 で，コモンモード電流を抑制出来ないことに起因する。筆者らの実験装置では，200 kHz より高い周波数帯域で抑制効果が減少し，コモンモードチョークコイルのみを用いた場合

に対して1 MHzで8 dBの抑制効果しか得られなかった。また，電流キャンセル方式の場

合，電流増幅器の応答制約により，MHzより高い周波数帯域でコモンモード電流を完全 にキャンセルするのは困難である。

本章では，AM帯域のコモンモード電流抑制を目的として，従来電圧キャンセル方式を 改良したインピーダンスマッチ型のアクティブコモンモードノイズキャンセラを提案す る。モータのコモンモード経路の位相特性と合致したインピーダンスマッチ回路をコモン モードトランスとグランド電位の間に配置し，従来の電圧キャンセル方式の問題点を解

決する。コモンモードチョークコイルに対して1 MHzで33 dB，従来の電圧キャンセル 方式に対し25 dBの抑制効果を得ることを実験により確認した。本論文では，3.2でイン バータシステムで発生する磁束の車両空間への影響を考察する。3.3で電圧キャンセル方 式の問題点について詳しく説明する。3.4では提案するインピーダンスマッチ型アクティ ブコモンモードキャンセラの構成と原理について述べる。5.4 でシミュレーション結果，

3.6で実験結果を示し，提案方式の有用性を実証する。

3.2

初めに，HEVのインバータシステムを例に車両空間の磁界分布について検討する。図 3.1にインバータシステムの模式図を示す。インバータはメインバッテリを動力源として，

主機モータを駆動する。これらの機器はシールドケーブルで接続されており，アンテナ への電磁妨害を抑制している。インバータシステムの簡易等価回路を図3.1に示す。ここ で，Cbp,Cbn はバッテリ部の浮遊容量，Ci はインバータのモジュール部の浮遊容量，Cm

はモータ部の浮遊容量であり，各機器の筐体との間の浮遊容量であり，ノイズ電流の経路 となる。また，C_gp,C_gnは接地容量でインバータから流出するノイズを回収する効果があ る。今回の検討では表3.1に示す定数とする。図3.3にインバータシステムの解析モデル を示す。実際の車両と各機器の大きさを考慮し，車両空間の磁界分布の視覚化という目的 に足りうる大きさと位置関係とした。解析ソフトにはHFSS(ANSYS)を用い，各機器は 表3.1の容量値を介してそれぞれ車両ボディと接続設定をした。インバータ部の内部の磁 界強度が1.0 A/mとなるような電流設定をした場合，各部の容量成分に応じて電流が流 れることで生じる車両空間の磁界解析結果を図3.4^{に示す。表}5.1^に示す(a)^〜(e)^の各種 パラメータ条件が図3.4^の(a)^〜(e)の解析結果に対応している。(a)^{はバッテリ、インバー} タ、モータ間の接続をシールド線を用いないで接続した場合の解析結果であるが，車両空 間全体の磁界強度が高い状態となっている。これに対し，(b)は各機器の接続をシールド 線を用いて接続した場合である。車両空間の磁界強度は全体的に減少しており，シールド 線の効果が見て取れる。(c)はインバータのケースの厚みを倍にした場合であるが，(b)に

battery

inverter

motor Shield cable

anntena

図3.1 Schematic diagram of the motor propulsion system

対してインバータ周辺の磁界強度が減少しており，インバータ内部の磁界強度の減衰効果 がケースが厚いほど高くなる。(b)はバッテリ部の浮遊容量を1/5にした場合の解析結果 であり，バッテリ部内部及び外部の磁界強度が減少している。浮遊容量を減少させること は，ノイズ電流が減少するため，磁界強度抑制に有効となる。(e)^は(c)^{に対して，シール} ド線のシールド部の厚みを倍にした場合の解析結果であるが，シールド線の強化も磁界強 度抑制に効果的である。

このように，車両空間における磁界低減には，コモンモード電流が流れる経路の浮遊容 量の低減（経路インピーダンスの増加）やシールド線の強化が有効である。しかし，イン バータシステムを構成するメインバッテリや主機モータにおいては浮遊容量は設計優先度 は低いのが実情であり，シールド線の強化はコスト増や重量増を招くので現実的ではない ため，電力変換器から生じるコモンモード電流の抑制が望まれている。

3.3

3.3.1

本章の抑制対象であるインバータシステムのコモンモード電流について述べる。図3.5 にバッテリを電源としたインバータシステムの模式図を示す。点ｇはグランド電位であ り，モータフレームはグランド電位と接続されている。CY1,CY2 はYコンデンサ，Cm

battery inverter motor

C_m C_i

C_gn C_gp

C_bn C_bp

図3.2 Equivalent circuit of the shielding structure

表3.1 parameters of Fig. 3.2

Symbol Meaning Value

Cbp,Cbn battery pack parasitic capacitor 5.0 [nF]

Cgp,Cgn grounding capacitor 3.0 [nF]

Ci inverter module parasitic capacitor 0.3 [nF]

Cm motor parasitic capacitor 10.0 [nF]

Hin internal magnetic strength of the inverter 1.0 [A/m]

表3.2 parameters of the Models

   (a) (b) (c) (d) (e) inverter case thickness [mm] 1.0 1.0 2.0 2.0 2.0 battery pack case thickness [mm] 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 motor case thickness [mm] 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 shield thickness [mm] - 0.5 0.5 0.5 1.0 battery pack parasitic capacitor [nF] 5.0 5.0 5.0 1.0 5.0

Z

motor

250×150×150mm

300mm 300mm

body

800×2300×150mm battery

250×500×150mm inverter

250×250×150mm Y

X

図3.3 Analysis model of the motor propulsion system

はモータ巻線とフレーム間の浮遊容量，Lpu,Lpv,Lpwはインバータとモータ間の各相の配 線インダクタである。インバータのスイッチング動作でコモンモード電圧が生じ，イン バータ-モータ-モータフレーム-グランドライン-Yコンデンサを経由してコモンモード電 流icomが流れる。

図3.6^{にバッテリ電圧が}25 V^，Y^{コンデンサ}C_Y1,C_Y2の容量が4.7 nF^{，インバータの} 3相モジュールに6MBI120A(富士電機)を用いた場合のコモンモード電流i_com を示し，

そのスペクトラム波形を図3.7に示す。コモンモード電流i_comは4.7 MHzの振動電流で，

スペクトラム波形において4.7 MHzにピーク(5)の存在が確認できる。

コモンモード電流スペクトラムのピークとディップはコモンモード電流が流れる経路の インピーダンス特性に起因する。図3.8にインバータ出力u,v,wを短絡し，三相線とグラ ンド電位点g間のモータ側インピーダンス(以降はモータコモンインピーダンス)Zm，図 3.9^{にインバータ入力}a,bを短絡し，インバータ入力とグランド電位点g^{間のバッテリ側}

Z

Y A/m

1.0e+0

1.0e-2

1.0e-4

1.0e-6 1.0e-7

(a)Without shied line

(b)With shied line(t=0.5 mm)

(c)With shied line(t=0.5 mm)

(d)With shied line(t=0.5 mm)

(e)With shied line(t=1.0 mm)

図3.4 Simulation result of the magnetic field at 100 kHz

Yコン合成インピーダンスZ_Y の周波数特性測定値をそれぞれ示す。図3.7に示すスペク トラム波形のピーク(1)，(5)はモータコモンインピーダンスZmの直列共振，ディップ(2) は並列共振である。また，ピーク(3)はYコンインピーダンスZY の直列共振，ディップ (4)は並列共振にそれぞれ対応している。なお，Yコンインピーダンス ZY については，

他にも共振点を持つが，その共振周波数ではモータコモンインピーダンスZmの大きさが 支配的となり，スペクトラムには表れない。

仮に AM帯域に直列共振点があると，コモンモード電流が流れる経路のループ面積に 応じたAM帯域の放射ノイズが発生し，車載ラジオアンテナに電磁障害を発生させてし

battery a inverter motor

b

u wv

g C_Y1 C_Y2

C_m Lpu

Lpv

L_pw

i_com?

図3.5 Battery-powered inverter system 800 [mA]

600 400 200 0 -200 -400

6 520 mA^{4.7 MHz}-

- 200 ns 図3.6 Mesured waveforms of the common-mode currenticom

まう可能性がある。

3.3.2

次に，インバータのコモンモード電流i_com を抑制する電圧方式アクティブコモンモー ドキャンセラ(以降はACC：Active Common-mode Cancellerと記す)の原理と実験結果 について説明する。図 3.10 に電圧方式 ACC の構成を示す。電圧方式 ACC はコモン モードトランスTcom，エミッタフォロワ電流増幅器，コモンモード電圧検出コンデンサ Cd1,Cd2,Cd3，DCバスコンデンサCdc1,Cdc2 から構成される。基本動作原理は検出した コモンモード電圧をコモンモードトランスTcom を介してインバータ出力部に印加し，コ モンモード電圧をキャンセルすることで，コモンモード電流icom を抑制する。

図3.11にインバータシステムに各抑制手法を適用した場合のコモンモード電流i_comの スペクトラム波形を示し，抑制効果を比較する。条件は(i)^{インバータのみ} (^{抑制要素な}

-20

-30

-40

-50 [dBm]

100 k 1 M 10 M

[Hz]

? ?

(1)

6

(2) 6

(4)

? (3)

(5)

図3.7 Mesured spectrum of the common-mode currenticom

[Ω] 10 k

1 k 100 10

10 k1 100 k 1 M 10 M

[Hz]

[deg]

180 90 0 -90

-18010 k 100 k 1 M 10 M

[Hz]

(a)magnitude|Z_m|

(b)phase⁶ Zm

?

(2)parallel resonant

(1)series6 resonant 6

(5)series resonant

図3.8 Impeadance frequency characteristic of the motor common

し)，(ii)コモンモードチョーク，(iii)従来型電圧方式ACCである。(iii)従来型電圧方式 ACCの回路は図3.10 に示す構成であり，コモンモードトランスTcom のコア材にはファ インメット(日立金属)を用い，ターン数は6，巻数比は1:1とした。トランジスタTr1に は2SC4615(SANYO)^，Tr2には2SA1772(SANYO)を用いた。その他の回路定数を表3.3 に示す。(ii)コモンモードチョークの回路構成は，(iii)^{従来型電圧方式}ACC^{の回路からエ}