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シールド導体の高さ h3[~]
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シールド導体の高さ h3[μm] (a)特性インピーダンスZ
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(d)超伝導体の減衰定数 シールド導体の高さ h3[μm]
(c)常伝導体の減表定数
シールド導体の高さに対する特性 (h1=1.8[μm] ) 図2.12
‑38‑
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シールド導体の高さ h3[μm]
(b)マイクロ波の実効屈折率F1nI
コプレーナウェーブガイドの伝送パラメータの数値計算 結果の比較
図2.13
1.0
0.8 0.7 0.6 0.5 0.4
0.2 0.1 O CO (77K) 2K)
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出制 ハU
ハU
2.0 1.5
時間軸
[ n s ]
1.0 0.5
図2.14 パルス波形の伝搬波形 (L
=
0， 5， 10 15， 20 cm )‑40・
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V
( 2 . 2 ) ( 2 . 3 )
y(ω)=α + js
を時刻 tに印加すると3 電極を伝搬する進行波電圧の波形は3 式
( 2 . 3 )
の伝搬定数 γ(ω)に依存して伝搬する.ここでョ ν(O，t)は入力電圧3αは電極の減衰定数3ω は変調信号の角周波数3βは位相定数である.図2.14は振幅l[V]，パルス幅20[ps]のパルス電圧を時刻O.4[ns]に入力したときの 伝搬波形を示す.図において3 左から順に電極長Lが0，5， 10， 15， 20cmのときの波 形を示している.常伝導体である金の場合は
，
Lを大きくすると減衰が大きいの みでなく速度分散により 3 波形は原形を残さないほど崩れている.一方3 超伝導 線路であるYBCOとNbの場合には3 その伝送特性はきわめて良好で10cmの距離を 伝送した後でさえ3 波形の歪みはほとんど見られないことが分かる.このような 短パルスの信号を伝送すると，そのスペクトルは非常に広い.このため3 常伝導 体では線路の特性インピーダンスが周波数によって変化し3 周波数ごとに反射・透過係数が分散して，出力波形が劣化するするのに対して3 超伝導体ではほぼ実 抵抗の線路となり 3 周波数分散を持たないことによるものと考えられる.なおョ 計算において式(2.3)の減哀定数
α
は， Auの場合は0.43[dB/cm'GHZ1l2][4]を3 超伝 導体のNbでは， 1.63 X 10‑5[ dB/cm . GHZ2]を， YBCOは， 2.16 X 10‑4[ dB/cm . GHZ2]を 基板の誘電損は7.4X 10‑3[ dB/cm . GHz]を用いた.まとめ
超 伝 導 伝 送 線 路 の 伝 送 パ ラ メ ー タ を 評 価 す る た め3Changの変分原理に基づい た方法により，超伝導コプレーナウェーブガイドの数値解析を行った.その結果 YBCO潮 具 を 用 い た 伝 送 線 路 の 電 流 分 布 は3 磁 場 侵 入 長λの 理 論 予 測 と 同 様3 儀 場侵入長と中心導休幅が小さいほど3 中心導体の端部に集中する.接地導体では3
中心導体側の端部に集中することを示した.
またョこの計算結果を用いて線路のインダクタンスの膜厚依存性を詐価した.
巾心導体の形状(線路￨隔・膜厚)が小さくなるほど3 カネティックインダクタン スの影響が顕著になることを示した.典型的な例として3 中心導体隔がw=54.8μ m ヲ中心導体とグランドとの間隔がs=22.6μ m ，および， YBCO薄膜の膜厚がd
=0.14μmの場合
3λ
/d=7においてカネティックインダクタンスはマグネティック インダクタンスの1/2程度にもなることを明らかにした.さらに3 伝送線路の伝送パラメータをキャパシタンスで表 し3 進行波形光変調 認のCPW電極の伝送パラメータを算出した.その結果3 バッフア一層のみを添加 した方法では3 光波と変調波との速度整合を実 現することは非現実的であること を示した.バッファ一層とシールド導体を併用する方法により 3 シールド導体の 白さを5.5~7μm (バッファ一層の厚さ :1.3μm)にすると， 特性インピーダン スと速度整合の両方の問題を解決できることを明らかにした.
最後に3 短パルス波形をコプレーナ電極に印加した場合の伝送特性を求めた.
その結果3 常伝導伝送線路の場合は3 減哀が大きいのみでなく速度分散により波 形は原 形を残さないほど崩れる. 一方3 超伝導線路の場合には3 線路長が長くな っても原波形を維持しており 3 波形の歪みはほとんどないことをシミュレーシヨ ン結果より明らかにした.
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‑42‑