RF信号処理による入力振幅比制御型2軸指向性可変アレーアンテナ

RF

信号処理による入力振幅比制御型

2

軸指向性可変アレーアンテナ

豊田

一彦

†a)

_田中

_裕喜

†

_西山

_英輔

†

_田中

_高行

†

A Dual-Axis Beam Steering Array Antenna with Input Amplitude Control

Based on RF Signal Processing

Ichihiko TOYODA

†a)

, Yuki TANAKA

†

, Eisuke NISHIYAMA

†

, and Takayuki TANAKA

†

あらまし 本論文では，平面型マジックT を用いた RF 信号処理による入力振幅比制御型の 2 軸指向性可変 アレーアンテナを提案し，その特性について理論，シミュレーション及び試作アンテナの測定により検討した結 果を報告する．提案するアンテナは，2 種類の平面型マジック T とマイクロストリップアンテナを組み合わせた 同相/逆相 3 給電アレーアンテナを用いたものであり，三つの入力端子に入力する信号の振幅比を制御すること によりアンテナの指向性を変えるものである．5.8 GHz 帯の試作アンテナにより E 面，H 面とも約 30 度の指向 性制御が実現できることを確認した．マイクロ波回路とアンテナを一体複合化することで，RF 信号処理の機能 をアンテナに組み込み，簡易な構成で指向性可変アレーアンテナを実現している． キーワード マジックT，3 給電アンテナ，指向性可変，位相誤差

1.

ま え が き

携帯電話や無線LANなどのコンシューマ向け無線 システムが広く使われるようになり，今や我々の生活 になくてはならないものとなった．そして，更なる利 便性の向上のために通信速度やシステム容量，周波数 利用効率などの向上が強く求められており，これに合 わせて通信機器の高性能化・高機能化が必要となって いる． これまでの無線システムでは主に，電波をスカラー の電気信号として扱い，振幅や周波数，位相等のパラ メータを使って情報を伝送している．しかしながら， 空間を伝搬する電磁波はベクトル量であり，偏波や伝 搬方向といった空間領域のパラメータももっている． これまでも偏波ダイバーシチやポラリメトリックレー ダなどでこれらの空間領域パラメータが用いられてき たが，次世代の高度無線システムを実現するためには その一層の活用が必要である．第5世代移動通信シス テム(5G)では，多数のビームを形成し空間を分割す ることで大容量システムを実現するmassive MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)が有力な技術とし †_{佐賀大学，佐賀市}

Saga University, 1 Honjo-machi, Saga-shi, 840–8502 Japan a) E-mail: [email protected] て期待されているが，これも一種の空間領域パラメー タの活用である．また，周波数帯の逼迫に伴って，5G ではミリ波帯などの高周波帯の利用が検討されている． ミリ波帯では，伝搬による減衰が大きいため利得の高 い指向性アンテナの利用が必須となるが，移動通信の 場合には指向性の制御が必要となる． 指向性可変機能をもつアンテナとしては，複数のア ンテナ素子への給電位相を制御するフェーズドアレー アンテナや周波数により放射方向を変えることのでき る漏れ波アンテナが一般的である．その他に，可変リ アクタンスを装荷した無給電素子により指向性を切り 替えるマイクロストリップアンテナ[1]やスイッチン グ用ダイオードを装荷した無給電素子により指向性を 切り替えるモノポールアンテナ[2]，放射素子にU字 形のスロットを設け，スイッチング素子により給電を 切り替えるマイクロストリップアンテナ[3]，バラン の電気長をPINダイオードで切り替えて，左右の放 射素子の位相を変える準八木ダイポールアンテナ[4]， チューナブルなインピーダンスサーフェスを用いて2 軸の指向性可変を実現したアンテナ[5]∼[8]等が報告 されている． 一方我々は，時間領域で直交する励振モードを利用 した指向性可変アレーアンテナを提案してきた[9]．こ のアンテナでは，二つの入力信号をマジックTで和信

号と差信号に変換し，この和信号と差信号により二つ のアンテナ素子を励振する．これによりアンテナ素子 間に位相差が生じ，この位相差によりアンテナの指向 性を変えようとするものである．マジックTを用いる ことにより，アンテナ素子間の位相差は入力信号の振 幅比で制御できるため，入力信号の振幅比を変えるこ とで指向性を自由に変えることができる． 本論文では，まず，空間領域パラメータの活用に適 したRF信号処理について概説し，続いてRF信号処 理による入力振幅比制御指向性可変の原理について述 べる．次に，2種類の平面型マジックTを用いた3給 電アレーアンテナの構成について説明し，これを用い た入力振幅比制御型2軸指向性可変アレーアンテナを 提案するとともに，理論，シミュレーション及び試作 アンテナによりその特性を検討した結果を示す．最後 に，このアンテナでは二つの入力信号に90度の位相 差を与えることが必要となるが，振幅比を制御した場 合に位相差も変わってしまうことが懸念されるため， アレーアンテナへの給電に位相誤差が生じた場合の特 性変動について検討した結果を示す．

2. RF

信号処理

従来の無線通信では，搬送波の振幅や周波数あるい は位相を情報信号で変調することにより通信を行って いる．この場合，信号を式(1)で示すようなスカラー 信号として取り扱っていることになる． s(t) = A sin(2πf t + θ) (1) しかしながら，実際の電波はベクトル量であり，例え ば電界は式(2)のように表すことができる． E(r, t) = E0sin(2πf t − k · r + θ) (2) ここでE0は電界のベクトル振幅であり，振幅の大き さと電界の向き（すなわち偏波）という2種類のパラ メータをもっている．また，kは波数ベクトルであり， 電波の伝搬方向を表す．古典的な無線通信ではこれら のベクトル量すなわち空間領域パラメータが積極的に 用いられてきたとは言い難いが，将来の無線通信の高 度化に向けてこれらを活用することは必須である．こ のような空間領域パラメータを活用した無線通信シス テムを実現するためには，電波をRF帯で直接演算す るRF信号処理の技術が有効である．例えば，偏波は 空間的に直交する二つの信号のベクトル合成として取 り扱うことができる．また，アンテナから放射される 電波の伝搬方向は後述するとおり二つのRF信号の和 と差を用いて制御することができる．したがって，ベ クトル量である空間領域パラメータを取り扱うために は，それを構成する複数のスカラー信号の位相をいか に制御するかが鍵となる．RF信号処理を実現する代 表的なマイクロ波回路としては，同相分配合成を実現 するウィルキンソンディバイダ，90◦の分配合成を実 現する90◦ハイブリッド，0◦/180◦の分配合成を実現 するラットレースハイブリッドやマジックTがあり， これらの回路によりRF信号の加算や減算を行うこと ができる．また，90◦ハイブリッドに可変抵抗素子や 可変容量素子を接続した可変減衰器や可変移相器を用 いることでRF信号の振幅や位相を変えることができ る．更に，ダイオードの非線形性を利用した乗算器に よりRF信号どうしの乗算を行うことができる． 我々の研究室ではこれまで，このようなRF信号処 理回路を用いて1軸の入力振幅比制御型指向性可変ア ンテナ[9]やビーム追尾アンテナ[10]，偏波切替アン テナ[11]，到来角推定アンテナ[12], [13]，乗算器を用 いた例としては，推定角度を広角化した到来角推定ア ンテナ[14]や偏波識別アンテナ[15]，単一の制御電源 で垂直・水平・右旋・左旋の四つの偏波を切り替える アンテナ[16]などの高機能アンテナを提案してきた． 本論文では，同相/逆相分配合成回路であるマジック Tを用いてRF帯で二つの信号の振幅比により位相差 を制御する方法を紹介し，これを適用した2軸指向性 可変アンテナを提案する．本論文で提案する指向性可 変アンテナは，既報告の到来角推定アンテナ[12]と本 質的に同じ構造であり，受信アンテナとして用いるこ とにより電波の到来方向を知ることができる．このよ うに本構造では，電波の到来方向に基づいて放射方向 を変えるというような制御が可能となり，従来の各素 子への給電位相を直接制御するフェーズドアレーでは 実現することが難しい機能をアンテナシステムに容易 に組み込むことができる．

3.

入力振幅比制御型指向性可変アンテナ

3. 1 指向性可変の原理 図1に本論文で提案する入力振幅比制御による指 向性可変アレーアンテナの動作原理を説明するための ブロック図を示す．間隔dで配置された二つのアンテ ナがマジックTのポートM1，M2に接続されている． ポートH及びEはそれぞれマジックTの同相分配入 力及び逆相分配入力であり，それぞれ導波管マジック

図 1 入力振幅比制御による指向性可変の原理 TのH面分岐入力，E面分岐入力に相当する．この ポートH及びEに入力する二つの信号の振幅比を制 御することによってアンテナの指向性を制御する． ポートH及びEはそれぞれマジックTの同相分配 入力端子，逆相分配入力端子のため，ポートHに入力 された信号はポートM1，M2へ同相分配され，ポー トEに入力された信号はポートM1，M2へ逆相分配 される．またポートEとHは互いにアイソレーション ポートとなる．したがって，ポートH及びEに二つの 信号を入力すると，ポートM1へは二つの信号の和が 出力され，ポートM2へは二つの信号の差が出力され ることになる．今，この二つの入力端子に振幅Aの信 号と振幅√1− A2_{の二つの信号を入力する場合を考} え，二つの信号はアンテナで90度の位相差をもって 合成されるようにする．このとき，図1のベクトル図 に示すとおり，ポートM1に現れる和信号(Σ)はポー トHに入力した信号（赤矢印）よりも位相がϕだけ 進み，ポートM2に現れる差信号(Δ)は位相がϕだ け遅れる．したがって，二つのアンテナに給電される 信号ΣとΔには2ϕの位相差がつくことになる．こ こで，位相差2ϕは次式で与えられる． 2ϕ = 2 tan−1 √ 1− A2 A (3) 二つのアンテナに位相差2ϕがある場合には，式(4) で与えられる角度θの方向で二つアンテナから放射さ れた信号の位相が揃い，アンテナの指向性はθの方向 に形成される． 2ϕ = k0d sin θ (4) ここで，k0は波数である．したがって，二つの入力端 子に入力する信号の振幅比を変えることにより指向性 を制御することができる． 本原理に基づいて，アンテナの指向性を計算する． 図 2 理論式より求めた指向性可変特性 和信号Σと差信号Δは式(5)，(6)で与えられる． Σ =√1 2{A + √ 1− A2_ejπ2} ₍₅₎ Δ = √1 2{A − √ 1− A2_ejπ_{2} (6)} このとき，二つのアンテナによるアレーファクタf (θ) は式(7)となる． f (θ) = Σ + Δejk0d sin θ ₍₇₎ 本論文では，マイクロストリップアンテナを用いた アレーアンテナについて検討するため，アレーアンテ ナの指向性はマイクロストリップアンテナの素子指向 性をD0(θ)として式(8)で与えられる． D(θ) = f (θ)D0(θ) (8) マイクロストリップアンテナの指向性D0(θ)はE面， H面のそれぞれで式(9)，式(10)で与えられる[17]． D0(θ) = cos  πL λ0 sin θ  (9) D0(θ) = cos θ _sin(πL λ0 sin θ) πL λ0 sin θ  (10) ここで，λ0及びLはそれぞれ波長及びマイクロスト リップアンテナの長さである． 3. 2 理論式から求めた指向性可変特性 図2に，前節で述べた理論式より求めた入力振幅比 に対する主ビームの角度を示す．後述する試作アンテナ の設計に合わせて，アンテナ素子の間隔はd = 0.8λ0， マイクロストリップアンテナの一辺の長さL = 0.33λ0 としている．ポートHのみに入力した場合が振幅比0 であり，このときビームは正面方向（θ = 0◦）を向く．

また，ポートEのみに入力した場合には，二つのアン テナの位相差は180度となり，このときビームの方向 は式(4)より無指向性アンテナの場合で約38度とな る．E面の場合には，振幅比を0.1∼10まで変化させ ることによって30度の指向性可変を実現することが できる．また，H面の場合には28度となる．アンテ ナ間隔dを小さくすることによって指向性可変幅を広 げることができるが，この場合にはアレーアンテナの 利得が低下するなどのトレードオフが生じる．

4. 2

軸指向性可変アンテナ

4. 1 アンテナ構成と動作原理 図3に本論文で提案する2軸指向性可変アレーア ンテナの構成を示す．本アンテナは，同相/逆相3給 電アレーアンテナ[18]を用いている．四つのアンテナ 素子#1∼#4が四角形の頂点に配置されており，アン テナ素子#1と#4はそれぞれ位相反転回路を通して マジックT1とT2に接続されている．一方，アンテ ナ素子#2と#3はそれぞれマジックT1とT2に直接 接続されている．マジックT1，T2のポートHはア レーアンテナの入力端子2につながっており，ポート EはマジックT3に接続されている．更に，マジック T3のポートH，Eはそれぞれアレーアンテナの入力 端子1及び3につながっている． 図において，アンテナ素子の横に示した赤，青，緑 の矢印はそれぞれ，端子1，2，3から入力した信号の アンテナ素子での位相関係を示している．端子1か ら入力された信号はマジックT3で同相分配され，更 にマジックT1，T2で逆相分配される．逆相分配され た信号の片方は位相反転回路を通るため，最終的には 図 3 提案する入力振幅比制御型 2 軸指向性可変アレーア ンテナの構成 赤色の矢印で示したように四つのアンテナ素子は全て 同相で励振されることになる．これに対して，端子2 から入力された信号は同相分配されたのち，マジック T1，T2で更に同相分配される．このため，位相反転 回路の効果によりアンテナ素子#1と#2は逆相で励 振され，同様にアンテナ素子#3と#4も逆相で励振 される．一方，アンテナ素子#1と#4，#2と#3は それぞれ同相励振となる．したがって，アンテナ素子 での位相関係は青色の矢印のようになる．このような 構成とすることで，3.に示した原理を用いてアンテナ の端子1，2に入力する二つの信号の振幅を制御する ことにより，アンテナ素子間の位相差を変え，y–z面 で指向性を制御することができる． また，端子3から入力した信号はまずマジックT3 で逆相分配され，次にマジックT1，T2で逆相分配さ れるが，位相反転回路の効果によりアンテナ素子#1 と#2，#3と#4はそれぞれ同相で励振される．一方， アンテナ素子#1，#2と#3，#4は逆相で励振される ため，端子1及び3から入力した信号の振幅比を制 御することによりx–z面の指向性を変えることがで きる． 4. 2 アンテナ設計 図4に本論文で提案する入力振幅比制御による2軸 図 4 提案する入力振幅比制御 2 軸指向性可変アレーアン テナの構造

指向性可変アレーアンテナの構造を示す．アンテナ素 子にはマイクロストリップアンテナを用い，アンテナ 素子とマイクロストリップ線路の信号線は基板表面， スロット線路は基板裏面に配置している．そして，2 種類の平面型マジックTを用いることで簡易な構造で 提案原理のアンテナを実現している．付録に示すとお り，マジックT1，T2はマイクロストリップ線路T分 岐とスロット–マイクロストリップ線路T分岐を組み 合わせることで実現しており，マジックT3はスロッ ト線路T分岐とマイクロストリップ–スロット線路T 分岐を用いている．位相反転はマイクロストリップア ンテナの給電点の位置を上下逆にすることにより実現 することができ，位相反転回路を挿入する必要はない． 設計はKeysight Technologies社のMomentumを用 いて行った．基板はテフロン基板(εr = 2.15，厚さ 0.8 mm)であり，アンテナ素子は設計周波数5.8 GHz において共振するように設計している．また，各入 力端子のインピーダンスは50 Ωとし，給電回路は端 子1∼3より入力した信号がアンテナ素子で適切な位 相関係をもつように設計した．アンテナ素子の大き さは17.0 × 17.0 mm，素子の中心間距離は41.4 mm (0.8λ0)である．このように本アンテナでは，2種類の 平面型マジックTを用いることにより非常に簡易な構 成で入力振幅比制御による2軸指向性可変アンテナを 実現している． 4. 3 測 定 結 果 図5に5.8 GHz帯の試作アンテナの写真を示す．ア ンテナの大きさは130 mm× 125 mmである．端子3 のスロット線路は同軸コネクタを接続するためにマイ クロストリップ線路に変換し，ビアを介して裏面のコ ネクタと接続している． 図 5 5.8 GHz 帯試作アンテナの写真（130 mm × 125 mm）(a) 表面，(b) 裏面 図6に入力端子1∼3の反射特性を示す．赤線が端 子1，青線が端子2，緑線が端子3の反射係数であり， 実線が測定値，破線がシミュレーション値である．設 計周波数である5.8 GHz付近でS11，S22，S33のい ずれも−10 dB以下になっており，良好な反射特性が 得られている．また，シミュレーション結果ともよく 一致している． 図7に各入力端子から入力した場合のE面指向性 図 6 反 射 特 性 図 7 放射パターンの測定値 (a) E 面，(b) H 面

（y–z面）とH面指向性（x–z面）の測定結果を示す． 赤線が端子1，青線が端子2，緑線が端子3から入力 した場合の特性である．端子1から入力した場合には， E面，H面とも正面方向に指向性をもっており，全て のアンテナ素子が同相で励振されていることが確認で きる．また，端子2から入力した場合には，E面で正 面方向でヌルとなっており，上下のアンテナ，すなわ ちアンテナ素子#1と#2，#3と#4がそれぞれ逆相 で励振されていることが分かる．更に，端子3から入 力した場合には，H面で正面方向にヌルが形成されて おり，左右のアンテナ，すなわち#1，#2と#3，#4 が逆相で励振されていることが分かり，設計どおりの 特性を有していることを確認した． 図8にE面の指向性可変特性とH面の指向性可変 特性を示す．赤線が測定値であり，青線がシミュレー ション値である．E面指向性の測定では，アンテナの 入力端子1及び2から信号を入力し，端子3は終端し ている．端子1からの入力振幅A1と端子2からの入 力振幅A2の比を0から10まで変えることにより約 30度の指向性可変特性が得られた．また，H面指向性 図 8 入力振幅比に対するビーム角 (a) E 面，(b) H 面 の測定では，アンテナの入力端子1及び3から信号を 入力し，端子2は終端している．H面の場合にも振幅 比を0から10まで変えることにより約28度の指向 性可変が実現できている．いずれの特性もシミュレー ション値とほぼ一致しているとともに，図2に示した 理論値ともおおむね一致している．

5.

給電位相誤差に対する特性変動

5. 1 理論式による検討 図1に示したように，本アンテナは二つの入力信号 に90度の位相差をもたせることで入力振幅比のみで 指向性を変えることができる．しかしながら，入力振 幅を変えた場合，位相差も変わってしまうことが懸念 される．そこで，入力信号に図9に示すような位相誤 差ϕeが生じた場合の特性について検討した[19]．位 相誤差ϕeを考慮した場合の和信号Σと差信号Δは それぞれ式(11)と式(12)で与えられる． Σ =√1 2  A +√1− A2_ej(π₂+ϕe) (11) Δ = √1 2  A −√1− A2_ej(π2+ϕe) (12) これらを式(7)に代入し，式(8)を計算することで入 力位相誤差がある場合のアンテナの指向性を求めるこ とができる． 図10に位相誤差ϕeが生じた場合の入力振幅比に 対する主ビームの方向を示す．ここでA1，A2，A3は それぞれアンテナの入力端子1∼3の入力振幅である． 位相誤差ϕeが大きくなるにつれてビーム方向のずれ も大きくなるが，位相誤差が45度の場合でもその差 は1∼2度である． 5. 2 シミュレーション結果 図11 に入力振幅比1の場合の位相誤差に対する ビーム角と利得のシミュレーション結果を示す．それ 図 9 入力信号に位相誤差のある場合

図 10 入力位相誤差がある場合の指向性可変特性 (a) E 面，(b) H 面 ぞれ赤線が主ビーム角，青線が利得を示している．位 相誤差ϕeが増加しても，ビーム角はほとんど変わらな いが，利得が徐々に低下していくことが分かる．図11 ではビーム角が不連続に変化しているように見えるが， これは1度単位でプロットしているためであり，実際 には滑らかに変化する．

6.

む す び

本論文では，マジックTを用いたRF信号処理につ いて紹介し，これを用いた2軸指向性可変アレーアン テナを提案した．試作アンテナによりその特性を評価 し，ほぼ設計どおりの特性が得られていることを確認 した．また，給電信号に位相誤差が生じた場合の特性 変動について理論及びシミュレーションにより検討し た．位相誤差が生じた場合，主ビームが広がり，利得 は低下するが主ビームの方向はほとんど変わらないこ とが明らかとなった．本アンテナは，マイクロ波回路 とアンテナを一体複合化した構成であり，信号をRF 帯で直接信号処理することにより簡易な構成で2軸 図 11 入力位相誤差に対するビーム角と利得のシミュレー ション結果 (a) E 面，(b) H 面 指向性可変アンテナを実現している．試作アンテナは 5.8 GHz帯で設計しているが，本アンテナは受動回路 のみで構成されているため，提案したコンセプトはマ イクロ波帯からミリ波帯などの広い周波数帯で利用可 能であり，様々な用途への適用が期待できる． 謝辞 本研究の一部はJSPS科研費JP17K06429 の助成を受けて実施したものです． 文 献

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[11] Y. Ushijima, E. Nishiyama, and I. Toyoda, “Polar-ization agile slot-ring array antenna using magic-T circuit,” Proc. 2012 Int. Symp. Antennas Propag. (ISAP2012), 4A2-3, pp.1289–1292, Nagoya, Japan, Oct. 2012.

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[14] R. Rashid, E. Nishiyama, and I. Toyoda, “A planar extended monopulse DOA estimation antenna inte-grating an RF multiplier,” Progress In Electromag-netics Research C, vol.81, pp.53–62, 2018.

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[18] H. Satow, Y. Tanaka, E. Nishiyama, and I. Toyoda, “Design of an in-phase/anti-phase triple-feed array antenna using two types of magic-Ts,” IEICE Com-mun. Express, vol.5, no.11, pp.413–417, Nov. 2016.

[19] 田中裕喜，西山英輔，田中高行，豊田一彦，“入力振幅比 制御指向性可変アンテナの給電位相誤差に対する特性変動 の検討，”映情学技報，BCT2017-5, Jan. 2017.

付

録

平面型マジックT ここでは，本論文で提案する2軸指向性可変アレー アンテナを実現するための鍵となる平面型マジックT について説明する． マジックTは同相/逆相分配合成回路であり，同相分 配合成を実現する並列分岐回路と逆相分配合成を実現す る直列分岐回路を組み合わせて構成することができる． 図A· 1に，マイクロストリップ線路とスロット線 路で構成することのできる分岐回路の平面図を示す． 図において，マイクロストリップ線路のストリップ導 体は基板の上面に配置されており，スロット線路は 基板の下面，すなわち接地導体面に形成されている． 図A· 1 (a)はマイクロストリップ線路T分岐であり， 並列分配合成回路である．また，図A· 1 (b)はスロッ ト線路T分岐であり，直列分配合成回路，図A· 1 (c) はマイクロストリップ–スロット線路T分岐であり，並 列分配合成回路である．最後に，図A· 1 (d)はスロッ ト–マイクロストリップ線路T分岐であり，直列分配 合成回路である．これらのうち，並列分配合成回路で ある図 A· 1 (a)のマイクロストリップ線路T分岐と 直列分配合成回路である図A· 1 (d)のスロット–マイ クロストリップ線路T分岐をマイクロストリップ線路 を共有するように組み合わせると，提案アンテナのマ ジックT1，T2として用いているマジックTを構成 することができる．同様に，図A· 1 (b)のスロット線 路T分岐と図A· 1 (c)マイクロストリップ–スロット 線路T分岐をスロット線路を共有するように組み合わ

図 A· 1 マイクロストリップ線路とスロット線路で構成で きる分岐回路 (a) マイクロストリップ線路 T 分 岐，(b) スロット線路 T 分岐，(c) マイクロスト リップ–スロット線路 T 分岐，(d) スロット–マ イクロストリップ線路 T 分岐 せるとマジックT3として用いているマジックTを構 成することができる． （平成 30 年 6 月 3 日受付，8 月 5 日再受付， 11月 12 日公開） 豊田 一彦 （正員：シニア会員） 1985年 3 月大阪大学工学部通信工学科 卒，1990 年 3 月同大大学院工学研究科通信 工学専攻博士後期課程修了．工学博士．同 年 4 月日本電信電話 (株) 入社．1990 年∼ 2001年 NTT 研究所及び NTT エレクト ロニクス (株) にて，3 次元 MMIC の研究 及び事業化に従事．2001 年より NTT 研究所にて，ミリ波ワイ ヤレスシステムの研究開発及び標準化並びに研究所のインキュ ベーション業務に従事．2004 年∼2007 年新潟大学客員助教授， 2007年∼2011 年東京電機大学非常勤講師，2011 年 4 月より 佐賀大学教授．2017 年 4 月∼2018 年 3 月工学系研究科副研究 科長，10 月より学長補佐．2018 年 4 月より副理工学系長，副 理工学部長，現在に至る．電磁波の波動的性質を活用したマイ クロ波回路とアンテナを融合したマイクロ波信号処理技術の研 究に従事．本会東京支部評議員，九州支部運営委員，英文論文誌 編集委員，和文論文誌特集号編集委員会委員長，マイクロ波研究 専門委員会幹事，短距離無線通信研究専門委員会委員，無線電力 伝送研究専門委員会委員，電気学会電子デバイス技術委員会委 員長・副委員長・幹事，EuMA GA メンバー，ミリ波実用化コ ンソーシアム Vice Chair 等を歴任．1993 年度本会学術奨励賞， Japan Microwave Prize (APMC’94)，第 18 回電気通信普及 財団テレコムシステム技術賞，2004 年度本会エレソ賞，2010 年，2016 年本会論文賞，2017 年度佐賀大学教育功績者等表彰， NTT社内表彰など受賞．電気学会，IEEE，EuMA 各会員． 田中 裕喜 2015年 3 月佐賀大学理工学部電気電子 工学科卒，2017 年 3 月同大大学院工学系 研究科電気電子工学専攻博士前期課程修了． 在学中は RF 信号処理用平面型マジック T 及びこれを用いた指向性可変アンテナの研 究に従事．現在電機メーカに勤務． 西山 英輔 （正員：シニア会員） 1987年佐賀大学理工学部電子工学科卒， 1989年同大大学院修士課程修了．同年佐 賀大学理工学部技官，助手，助教．現在同 大理工学部准教授．2007 年∼2008 年米国 カリフォルニア大学ロサンゼルス校訪問研 究員．平面アンテナの研究に従事．2013 年∼2014 年 IEEE AP-S Fukuoka Chapter Chair．博士 (工 学)．IEEE 会員． 田中 高行 （正員） 1986年佐賀大学理工学部電子工学科卒． 1988年同大大学院修士課程了．同年同大 理工学部助手．現在，同大理工学部准教授． 博士（工学）．マイクロ波回路の研究に従 事．IEEE，映像情報メディア学会各会員．