IGBT の使い方 IGBT 技 術 とアプリケーションの概 要： − 2018 TND6235JP/DRev. 1, SEPTEMBER

IGBT とアプリケーションの：

IGBT のい

TND6235JP/D

Rev. 1, SEPTEMBER − 2018

IGBT とアプリケーショ ンの： IGBT のい

ソーラインバータ( インバータ)、UPS ( )、モータ、、、

、などのアプリケーションにおいて、

がしており、システムを するために、IGBTのをし!

することへの"が#しています。$と は、%や&と'にIGBTの() です。

!たなアプリケーション*や!+"が,-に#- しており、パワーエレクトロニクスを6り7く$%

は し&けています。いわゆるワイドバンドギャ ップ+"(SiCやGaNに<づく)が'られつつあり、パ ワーエレクトロニクス()*の=くが、!たな() の+に、この!+"の>,を-.しています。し かし、シリコン+"は、/@の()にとってもAな お01なソリューションです。23では、IGBTに する45み、すなわち、!、C()におけ るIGBTのDい6を78に9Eします。また、

シリコン+"とF:なトポロジ／アプリケーシ ョンの<を=>します。!アプリケーション のF:なシステム*についても?Iします。さ らに、Jエンドアプリケーションには、IGBTの にしてさまざまな*があることを@します。

KのALでは、IGBTの()にするいくつかのM NのBCについて、にゲートをP"に6りN げます。

キーワード: IGBT、C、ゲート はじめに

DR20SのEに、パワーエレクトロニクスLFで は、パワースイッチングからアプリケーションの(

)やVWまで=くの がGきました。20SX、シ リコントランジスタ+"ではバイポーラYトラン ジスタ(BJT)が(Hでした。BJTは、ほとんどのアプ リケーションで((にDいやすいというIから) のJZK L[\M$Nトランジスタ

(MOSFET)に、!HとCが]なアプリケ

ーションではOPゲートバイポーラトランジスタ

(IGBT)に きえられました。MOSFETやバイポー

ラトランジスタとQなり、IGBTは、スイッチングR

^、ソフトネスとVW、STa、UVWお よびパルスHWを、デバイスおよびプロセスの パラメータのfXによってghく-Yできるた め、iのアプリケーション*にYさせること ができます。

Zの+"[ とj\klにより、IGBTがDさ

10SX、IGBT+"は、MOSFETがjすぎるか、

またはそのUo(p@するボディダイオードやku^

vにおけるMなど)のIで_wできないア プリケーションでしかDされませんでした。/@

では、`a(C)がしていることや、b ,-のxcがdyされることから、IGBT+

"とパッケージへのzeがさらに していま す。

Figure 1. Power Switch Environment [1]

Figure 2. Range of Operation of Silicon and Wide Band Gap Devices

DR10SEにわたるIGBTのfにおいて、トレン チghからフィールドストップへ、そしてこれらを 5みYわせたghなど、+"iで!きな[{があっ たことはjkらしいことです。この[ によって IGBTの|つ2lの、すなわちC、!H}

^、~れたスイッチング、mがいっそう+

nちます。€、IGBTはパワーMOSFET+"からo まれましたが、エピタキシーでƒxされ、パンチス

ルー(PT)[3]として'られる+"をDしていまし

た。

ゲートバイポーラトランジスタ

IGBTは、„…の4†(P-N-P-N)からなるパワー[

\トランジスタのFpで、JZ-K L-[\

(Metal-Oxide-Semiconductor, MOS)ゲートghによっ て#ovをqわずにVWされます。

Figure 3. IGBT − Darlington Structure

IGBTは、CPNPバイポーラトランジスタとパ

ワーMOSFETによるダーリントンgxでrすことが

できます(Figure 3n])。このパワーデバイスのst

にある?え6は、パワーMOSFETのH‡を

ˆ するNでの‰uをŠvすることです。IGBTの

の<‹は、w2xS47−21739 [2]で1968SにŒN yにより@され、それŽl、=くのghがzさ れました。のgはプレーナ+"に<づくもの

でした。Figure 4は、‘oj’も“めたIGBTのgh

を@しています。もF:なIGBTのghは、

Figure 5 [3][4][5]に@すパンチスルー(PT)”とノンパ ンチスルー(NPT)”です。

PT”IGBTは、エピタキシャルxcにより{^ド ープされたp⁺<|にƒxされます。この<|では、

ターンオフdEのHテールがcいため、ターンオ フTa(Eoff)が!きくなります。PT”IGBTのスイッ チングは、}Jのm~または–€]–により

—キャリアのライフタイムをVWすることによっ て˜Nできます。しかし、この6,は‚™Cがƒ

の„^šを|つ›œとなります。

NPT”IGBTは、イオン…によりk{^ドープさ れたP†を|つn-<|にƒxされます。ブレークダウ ンCをく つために¡い<|がDされるた め、IGBTのfコストがします。NPT+"で は、KにIGBTのghのためにフロートゾーン(FZ)シ リコン<|がされ、さらに<|†iを‡くして p⁺のコレクタˆ£をƒxするようになりました。

この+"により、スイッチングTaとSTaを‰

Škいレベルにまでk‹し、IGBTデバイスとシス テムレベルのを˜Nすることができました。

もŒ!なghは、>らかに10SXのフィー ルドストップ(FS)+"のです。

Figure 4. IGBT with Parasitic Structure

n^-

p⁺ n⁺

Collector n⁺

p⁺ p

Gate Emitter

Gate

Emitter Collector

Figure 5. Left) Punch-through (PT) IGBT;

Right) Non-punch-through (NPT) IGBT

FSghをFigure 6に@します。FSは、NPT”とPT

”IGBTghの¥、すなわち、NPT”の†iのイオ ン…によるp⁺†とPT”のNバッファ†を5みYわ せた+"です。FS IGBTではŽ§†はパンチスルー しないのに¨し、PT”IGBTではNバッファ†をパン チスルーすると?えられます。FS IGBTにおける!

きな 8は、‡+"によってドリフトˆ£を‡

したことと、p⁺†をmで¡さの‡いk{^ドー プのpアノード†に きえたことです。これらの

‘により、STaとスイッチングTaのトレー ドオフが’でき、©“のNPT”およびPT”の

IGBT[6]と‰べても~れたがM/できました。

FS+"により、”めて‡くしたシリコンチップとª

•のCvが«になります。¡さをk‹する ことにより、E_offとVCE_satのk‹もª–にM/でき

ました。FS IGBTののrŽl、DR10SEに、L

の—˜™jと¬šレベルのモデリングの­、さ まざまなプロセスとデバイスの‘がありました。

そのK、トレンチゲートのによりが˜N しました。®lのプレーナIGBTにおいては、H›

PがJFET$Nをoさせ、V_{CE_sat}のNœを¯いてい ました。この$Nはトレンチghのによって

™できます。また、エミッタZ±のNドリフトˆ£

のIキャリア}^がし､V_{CE_sat}のk‹に‘²し ます。さらに、トレンチゲートghの³により、

‘oNPNトランジスタの´ŸをµVしやすくなりま す。

Figure 6. Field Trench Stop IGBT Structure

デバイスが‡くなるほど¶·もkくなり、より

fさなチップサイズでªFのHi\(  な+" に‰べ、このパワーデバイスの}^が)をM /できます[7] [8]。

Figure 7. IGBT Technologies Assessments

Figure 8. Left) The IGBT Triangle;

Right) Trade Off Relationship

/@ではIGBTについて、デバイスのLghと -Y6,にするが¡ºに¢まりました。この ため、ほとんどのIGBTメーカでは、アプリケーショ ンにYわせたデバイス()がqわれています。つま り、oiのアプリケーションに¨しての$を M/するために、トレードオフカーブが され ているのです。Figure 8とFigure 9に、IGBT¼£ƒに よる の›とトレードオフの½を@します。

パラメータの の½をŽlに@します。

•

STak‹とエネルギー‡のm˜Nのた めのメサ¾

•

¤ のBV(ブレークダウンC)の¥xとスイッチ ングのR のためのドリフトˆ£の-Y

•

mの˜NとエネルギーTak‹のためのバッ ファとアノードのバランス

•

¿Àパッケージまたはモジュールののための N、lAのJZ†の-Y

•

kÁW と%˜Nのためのゲート()

Figure 9. Examples of IGBT and Antiparallel Diode Possible Trade Off

アプリケーションの

Žlのセクションでは、¦するアプリケーショ ンのいくつかについて、にIGBTの をP"に

=>します。

!/@、,-では、§にはかなりのÂYでイン バータがDわれています。インバータは、®

lのトランスにÃわるもので、ÄのVW iでメリットがあります。¨HÄHにより、

プロセスをい©^でVWできます。さらに、¨

HÄHは、„HHに‰べŪが—ないこと にえ、アーク’«を¬¬できます。インバータ§

のもうFつのメリットは­いことで、これはSPMS

がトランスをDったÆくからのソリューションに‰

べ}^がく­Wであるためです。Figure 10に

§のシステムブロックダイアグラムを@しま す。®は、ǯまたは3¯タイプが«で、

„Hを¨HのバスCにしOP”インバー タにÈ°します。もF:なÄCは30 Vです が、fƒ±v–には¨H60 VまでNœする«

があります。アークfɖには、ほぼ0 V (UV²

*とª³)までklします。

Figure 10. System Block Diagram of Welding Machines

Figure 11. Full-bridge Topology

Figure 12. Waveform of a Full-bridge Welding Machine

(The blue trace represents the collector voltage across one of the IGBTs (100 V/div); The red is the gate voltage across the

gate driving circuit; The green trace represents the collector current across one of the IGBTs)

§インバータのもF:なトポロジはフ ルブリッジ、ハーフブリッジ、2スイッチフォワー ドです。Figure 11、Figure 12、Figure 13、Figure 14、 Figure 15、およびFigure 16にN´のトポロジとSº v–の^ƒを@します[9][10]。

˜けアプリケーションにおけるもF:にD されているVW6,はiH,です。デューティ

‰はƒ±レベル/ÄCによって します。

フルブリッジとハーフブリッジトポロジのもF :なIGBTのスイッチングu^は､20〜50 kHzで す。よくDわれるu^は30 kHzXKです。2スイッ チフォワードトポロジにおけるスイッチングu^

は60 kHzŽNを¤ とします。

Figure 13. Half-bridge Topology

Figure 14. Waveform of a Half-bridge Welding Machine

(The collector voltage across one of the IGBTs appears in blue (100 V/div) while the red trace depicts the gate voltage across

the gate driving circuit; The green curve represents the collector current across one of the IGBT)

Figure 15. Double Switches Forward Topology

Figure 16. Waveform of a Two-switch Forward Welding Machine

(The blue curves is the collector voltage across one of the IGBTs (100 V/div); the red waveform is the gate voltage across

the gate driving circuit; The green trace shows the collector current across one of the IGBTs)

Figure 17にフルブリッジ§におけるスイッチ ング–のµHの—˜な^ƒを@します。

Figure 18にフルブリッジ§におけるIGBTのT aのgx‰を@します。このÌからÍられる8を

Žlに@します。

•

STaのTaÎ\に¨するウェイトはくない

•

^EonはデータシートのÐ、すなわちkインダクタン ス／cいデッドタイム／Ѧ&なS–E(DCM) によるゼロHスイッチング(ZCS)よりはるかに fさい。ダイオードがE_onに²える´Ÿは¶で

•

きる^EoffはIGBTのTaの·¸なALである。V_{CE_sat} にGœするSTaはデューティ‰がkいため7

•

ではない^EonがkいこととªじIにより、¹¬ÓTaはダ イオードによるTaの(ALである。§ア プリケーションに¨してはV_Fの7はkい

Figure 17. Switching Waveforms for a Full-bridge Welding Machine

(C1 collector voltage across one of the IGBTs (200 V/div);

C2 is the gate voltage across the gate driving circuit (10 V/div);

C4 collector current across one of the IGBTs (10 A/div).

Time scale 5 ms/div)

Figure 18. IGBT Losses Distribution in a Full-bridge Welding Machine 5 kW. Nominal ac 230 V Input.

Output Current Full Load (250 A)

4%

18%

60%

18%

Eon Conduction Eoff

Figure 19. System Block Diagram of Welding Machines

IH("#$)システム

IHクッキングヒータの<2›は、€コイルを ÕGし、このコイルにZして かれたº»¼

½の¾にHのÖ¿をGこす(またはÀYする)こと です。これはトランスのvにZく、コイルがFÁ

×、¾のØがÙÁ×としてÚくと?えることができ ます。oするの!ALは、¾のØの†でoす るÂHのÖ¿によるものです[11]。

ÃÛエネルギーÄ(DoE)によると、IHクッキングヒ ータのエネルギーÜ¥$は90%で、IHÝではな いスムーストップのbコンロの71%と‰べ、ªじ WのÜ¥に¨して20%のÄエネルギーになると のことです[12]。

Figure 19にIHクッキングヒータのブロックダイア

グラムを@します。<2には、インバータによっ てŀのコイルにHをHし、¾のØをÆく»- をoさせ、HをGします。oするはジュ ールの,Þに®い、Hの2ßにR(¾の¶·)を かけたものになります。

IHコンバータに¨する(な*はŽlのとおり です。

•

u^スイッチング

•

¹にZい

•

ghいƒ±Çà

IHアプリケーションのもF:なÄVW は、«u^6Ýに<づく6,です。これは、ƒ

±やラインu^が する-Yにされる

<2な6,です。この6,の(なデメリットは、

ÄをhÇàにVWするためにu^ を!

きくする]があることです。

IHのもF:なトポロジは'áタンクに<づく ものです。'áコンバータによる(なメリットは、

$をTなわずにv«なスイッチングu^の Çàをhくできることです。ゼロHスイッチング

(ZCS)やゼロCスイッチング(ZVS)などさまざまな

VW+"が、'áコンバータのTaのk‹に>

できます。

もF:なトポロジは、'áハーフブリッジ

(RHB)コンバータおよびÈâ'áインバータ[13]で

す。Figure 20とFigure 21に、'áハーフブリッジの トポロジghとɺv–の^ƒを@します。この gxのメリットは、hÇàのƒ±に¨してv«

なことで、!のをÈ°できる«もありま す。!¶の()では、RHBはいわゆるˆ£で vします。そのため、IGBTは¹ãäダイオードが S$åになるときにターンオンし、E_onに¨してZCS /ZVSとなります。

RHBの(なはŽlのFÊのとおりです。

•

ピークはIGBTのスイッチングu^が'áu

^にZい-YにÍられる

♦ E_onは、ZCS/ZVSにより¡ºにkい

♦ E_onでのダイオードのフリーホイールTaは¡

•

い'áHのスイッチングによりクッキングヒºにkい ータがkレベルでvする-YにはE_off

•

はする¾の¼½は'áとダイオードのフリーホイー ルTa／ストレスに´Ÿする

Figure 20. Resonant Half-bridge Topology for Induction Cooking Applications

Figure 21. Resonant Half-bridge Inverter and its Waveforms

(The red trace shows the current into the resonant coil, L_r, The blue trace represents the voltage between point A and B;

The lower graph shows the gate signal for T₁ and T₂) VA

ILOAD

0 t0 t1 t2 t3 t4

VGate T1

0 t0 t1 t2 t3 t4

V

Figure 22とFigure 23にシングルエンドËâ'áイ ンバータ(QR)のトポロジghとɺv–の^ƒを

@します。このコンバータの(なメリットはkコス トです。kからPÇà(ピーク2 kWま で)にです。vu^は20〜35 kHzのÇàです

。オンフェーズdEに、エネルギーのFAがƒ±に Ü¥され、FAが'áタンクにÌえられます。オフ フェーズdEに、'áタンクにÌえられたエネルギ ーがƒ±にÜ¥されます。あるL_rとC_rに¨するレギ ュレーションのÇà(!‐f)は、IGBTの CとHストレスの!ÐによってVされます。

$åでは､IGBTはV_CE = 0 Vのときにターンオン し、E_onに¨してZVSとなります。

QRコンバータの(なはŽlのFÊのとおりで す。

•

ピークはVBRおよび'áタンクの()により

Vされる

♦ E_offはレベルに‰½して する

♦ E_onはくなり、ダイオードのフリーホイール Taはfになる

Figure 22. QR Topology for Induction Application

Figure 23. QR Single − End Inverter and its Associated Waveforms

(Upper graph: current into the resonant coil Lr appears in the red curve while the voltage across T₁ is the purple curve.

The lower graph shows the gate signal for T1) VB

I_LOAD

0 t0 t1 t2 t3t4

VGate T1

0 t0 t1 t2 t3t4

Figure 24にQRvモードを@します。QRモード

では、ƒ±が­い-Yや¾を|ちNげた-Yにu^

がくなります。­ƒ±ではZVSがaわれ、E_on が!gにします。

Figure 24. QR Operation Mode Left) Light Load;

Center) Mid Load; Right) Heavy Load. Top) IGBT Losses for Different Load Conditions

Ic+Cr

dVce

dt (eq. 1)

パルススキップは、このˆ£にらないためのÀ のVW,です。

ƒ±が7くなるとu^がkくなります。IGBTは ZVSにZいvをÍ|しますが、ダイオードには!

きなHがHれます。¶·がkい¾は､これとªじ

´Ÿをダイオードに²える-Yがあります。

UPS、()*、モータ,-けハーフブリッジ ハーフブリッジコンバータ(HB)は、パワーエレク トロニクスのLFでもよくDわれているトポロジ で、に、 (UPS)、ソーラインバー タ、およびモータのアプリケーションでÎçし ています。HBのÄCは、Figure 25に@すように スイッチング$åとHの”によってÏまりま す。ƒ±であることを?èすると、HはÐ れてします。ƒ±がÉのH(I_g>0)をéきÑむ と、T₁をSじてHれ、エネルギーをƒ±にÈ°しま す(V_g)。¹に、ƒ±HI_gがƒの-Y、HはD₁を SじてHし、¨Hにエネルギーがêります。

ª³に、T₄がオンの-Y(T1がオフの-Y)、C

−1/2 V_busがƒ±にëされHが‹—します。I_gが

Éの-Y、HはD₄をSじてHれ、エネルギーがバ スにêります(Figure 27n])。

HBは、Figure 28に@すように4つのÒでvす

ることができます。

T4 D4

L

Vg

Cbus/2

Cbus/2

N

T1 D1

B A Vbus/2+

−

Vbus/2+

−

Ig

Figure 25. Half-bridge – Operating Waveforms for Positive Current Output

Figure 26. Half-bridge – Operating Waveforms for Negative Current Output

T4 D4

L

Vg

Cbus/2

Cbus/2

N

T1 D1

B A Vbus/2+

−

Vbus/2+

−

Ig

Figure 27. Half-bridge Operating Modes

y=-sinx, x [0,2π ]

0 π /2 π 3π /2 2π

Vbus,VAB, I

2 Vbus

− 2 Vbus

g

T1 ON T4 ON D1

drop T1 drop

D4 drop

T4

4つのÒでvP、l´に@すようにIGBTの のさまざまなiがストレスをìけます。

•

インバータモードではV_{CE_sat}

•

YHíモードではV_F

•

リアクタンスモードではE_on/E_off

Figure 28. Half-bridge Four-quadrants Operations 0

4 1 2 3

Vg

Ig

1 Inverter 2

Rectifier

4 Rectifier 3

Inverter

π/2 π 3π/2 2π

–EEÓ4および2でははƒで、このƒの は$とîばれます。$はモータな どではF:で、コンバータのÔ¯をさせ ます。コンバータは$を6りÑみ、ƒ

±をïにできる]があります。ほとんどの ÛのÕでは、!たな (ソーライン バータ)のに¨ð«なX!はされていません。

そのため、 がもˆい–Eñに、すべての から€に°する+、サブノードでD CがGきやすくなります。したがって、!たなソー ラインバータは$をoさせてDCをòó できなければなりません。

Figure 29とFigure 30に、モータと /

UPSのアプリケーションでのô”なスイッチング

^ƒを@します。

Figure 29. Switching Waveforms in Motor Drive Applications

IGBT turn-on with superimposed reverse recovery peak

IGBT turn-off

FWD turn-on No current ripple due to high inductance

Figure 30. Switching Waveforms in Motor Drive Applications

FWD’s reverse recovery IGBT turn-on with Superimposed reverse recovery peak

IGBT turn-off

FWD turn-on

モータアプリケーションの(なはŽlの とおりです。

•

のƒ±では、HリップルがÖIされな

•

い¹¬ÓHが!きいためE_onは、F:にE_off

•

よりもいスイッチングu^がkい-YにはSTaが

•

くなるºにハードスイッチングである

、UPSにしたインバータの(な はŽlのFÊのとおりです。

•

アプリケーションに‰べHリップルはい (30%まで)

•

^IGBTのターンオンと×6˜ダイオード(FWD)のタ ーンオフは、それぞれªじIGBTのターンオフと FWDのターンオンに‰べkHでGこっている (Nの^ƒでは10-Aのõ)

•

^Eoffはさらに7である

•

ターンオフHが!きいため、ターンオフ–のD Cがくなる

Figure 31. I−Type Converter D₊

D₋ T1

T₂

T₃ T4

D1

D₂

D₃

D4

L

Vg

C_bus/2

Cbus/2

N B A

Vbus/2+

−

Vbus/2+

T4 D4

L

Vg

Cbus/2

Cbus/2

N T3

D3

T2

D₂

T₁ D₁

B A Vbus/2+

−

Vbus/2+

3456-けの7たなトポロジ

ÆくからDわれているHBには、Žlに@すいくつ かのØ8があります。

•

 なハーフブリッジコンバータにはÄC のレベルが2つしかない

•

^dV/dtがいためにìおよびAöにストレス

•

を²える^dV/dt がいためにスイッチングTaが!きい

•

^dV/dt がいためにゲートがuしい

•

CパターンのためにリップルHが!きい

•

^dV/dt がいためにEMIがい

•

Cへの¨ð(CバスではDできない)

•

デバイスの¨ä&によりMがÙÚになる

•

スイッチングTaがい

•

バランスが6りにくい

•

フィルタが]である

N´のØ8をŠvするために、マルチCレベル の!たなトポロジが()されパワーエレクトロニク スのLFでDされてきました。もF:なgh は、I”およびT”とîばれるコンバータです。これ らのトポロジは、よりいバスCでvできま す。Û$なÄ$åがえたことにより、フィル タのAöにëされるCをk‹でき、フィルタの Taとサイズを!gにfさくできます。スイッチン グTaもÜしく‹—しますが、STaはÝø します(u^にする)。これらのトポロジで は、いわゆるオフサイクル(Figure 33n])dEにP 8に&することにより、ǔのスイッチング が«です。

Figure 33. Comparison between a Classical Half-bridge and a Three-level Converter in Terms of

Voltage and Current Output

(Light blue: output current of a three-level topology;

In green, output current of a HB converter;

In black: output voltage of a three-level converter and in

95 96 97 98 99 100

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

Efficiency %

Switching Frequency kHz

Efficiency Vs. Switching Frequency in Inverter Mode

HB T type I type

Figure 34. Efficiency versus Switching Frequency in Inverter Mode. Comparison between an HB,

I–Type and T–Type [14]

なお、=くの>8の­、マルチレベルトポロジに はŽlに@すようなBCがあります。

•

コンデンサのCバランス − アクティブVWで¨ð

•

Fiのv²*lでTaのLùがアンバランス

•

-^／デューティ‰へのúû

•

VWがÙÚ

•

P〜kˆ£(< 10 kW)でのマルチレベルコンバ ータの>«üは[\とVW+"の[Þにúû

•

より~れた +"が]

Figure 35. Efficiency versus Switching Frequency in Rectifier Mode. Comparison between an HB,

I–Type and T–Type [14]

95 96 97 98 99 100

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

Efficiency %

Switching Frequency kHz

Efficiency Vs. Switching Frequency in Rectifier Mode

HB T type I type

I”とT”のJトポロジにはそれぞれ>8があり、

Ø8はv²*にúûします。T”はku^で~

れており、HBに‰べスイッチングTaがkくなりま す。F6、I”(NPC)はu^でがくなりま す。Àのßとして、[\の‘によってàá8 (I”とT”の$のカーブの„8)をýにシフトさせ ることができます。ª³に、よりい¨Hリンク Cによりàá8をku^×にシフトさせることがで

きます。F:に、3レベルインバータにより$˜

Nとvu^がM/できるのはþMです。Y Híモードでは、T”はPEのu^で、I”はu

^でになり、バランスも‘くなりま す。(なデメリットの1つは、VW¬šがÙÚにな り、[\Aö8がえる(チップiâがえると はらない)ことです。

;

IGBTは,-にÄてからしばらくãちましたが、こ の+"はAなおC、!Hアプリケーションに です。Æくからのアプリケーションだけでな く、!たなアプリケーションにおいてもIGBTの>

がしています。これは、!しい+"によって

100 kHzまでのスイッチングが«であるというþM

によるものです。このため、アプリケーション*

を十Lし、IGBTのÉしいトレードオフを_wす ることが7です。Figure 36は、ªFu^でv するさまざまなトポロジ((A)ウィーントポロジ[15]、

(B)ハーフブリッジ、(C)フルブリッジ)において、o iのIGBTでどのようにTaのgx‰にõがoじるか を@しています。ªFのトポロジにおいてさえ、

v8によってgx‰が します。FigureA37は、T” トポロジにおける外×(AとC)およびp×(BとD)の IGBTのインバータモード(AとB)およびYHíモード (CとD)でのTaのgx‰を@しています。システム

*とäiシステムをすることは、IGBTをい た%()にとって7です。!のIGBTとト ポロジにより«になる¡ºにい$のM/に6 り5んでいる-Yには、よりいっそう7です。(

)®åでæとäiに–Eをかけることにより、¤

のアプリケーションになIGBTを_wすること ができます。

Figure 36. Losses Distribution of a Given IGBT Operating in the Vienna Topology, Half-bridge

and Full-bridge

VCE_sat

10%

V_F 45%

E_on 25%

E_off 15%

Esw-r

5%

V_{CE_sat} 48%

V_F 10%

E_on 22%

E_off 15%

Esw-r

5%

V_{CE_sat} 28%

V_F 28%

Eon

24%

E_off 20%

Esw-r

0%

(A) (B)

(C)

Figure 37. Losses Distribution of a Given IGBT Operating in a T−Type Inverter in the Outer (T₁ and

T₄) and Inner (T₂ and T₃) Position in Inverter and Rectifier Mode

<=>?

[1] P. Gueguen “Si IGBT and SiC: which repartition for power devices?” APEC 2016, March 2016.

[2] K. Yamagami et al., “Transistors”, Jun. 1968.

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[15] T. B. Soeiro and J. W. Kolar, “Analysis of

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