情報通信
1 ビットデジタル RF 無線装置の開発
前 畠 貴
＊・戸 谷 一 幸・朝夷名 巧
立 花 宏 之
を実施した。その結果、リンギングを含むような時間波形 であっても高い ACLR 特性を得られる条件を見出し、理想 値とほぼ同一の性能を実現する事ができた。 この成果によって、通常のシリコンデバイスを用い、高 い通信品質を有する 1 ビットデジタル無線装置を実現でき る目途が立った。 1 − 2 1bit デジタル送信装置の特徴 本開発の 1 ビッ トデジタル RF 送信装置は、デジタル信号処理によってア ナログ高周波回路なしにデジタル部から直接無線信号を出 力している。このため、高周波回路において長年の課題で あったアナログ回路間での相互干渉がなくなる。これによ りチップ内での高集積化が進む事が期待できる。また従来 は使用国別に搬送波周波数を変更していた高周波回路につ1. 緒 言
近年の無線通信システムは、増大するトラフィックに対 応するため、無線 LAN 等によるトラフィックの分散や MIMO、アレーアンテナシステムによる大容量化が進めら れている。さらにスマートフォンの登場によりトラフィッ クが急速に増加している事を受けて、さらなる高速・大容 量化が求められており、複数の無線システム間でスマート に協調動作を行うキャリアアグリゲーション技術等の検討 も進められている。このように今後の無線機器は、各種無 線方式と各々の無線性能へ柔軟に対応するため、集積化し 小型化する事が必須になると考えられる。 この様な市場要求に対して、我々は1 ビットデジタル無線 機器装置の可能性に注目し、バンドパスデルタシグマ変調 （BP-DSM（1））方式による無線機器開発に取り組んでいる。 この方式は、アナログ回路を使用せず、デジタル回路のみで 直接無線信号を出力するため、シリコン半導体の微細化技術 の恩恵をそのまま受ける事ができる。そのため、ムーアの法 則に従う小型・低消費電力化が期待できると考えている。 一方、デジタル回路のみで無線信号を出力するという特 徴は、理想的なデジタル信号（矩形波）を出力する場合に 限って得られるものであり、図1 に示す様に時間波形が滑ら かに変化する場合には、高い無線特性を達成する事は困難 と考えられていた。無線基地局用途では、高い通話品質の 要求から、高い隣接チャネル漏洩電力比（以下ACLR）の規 格を満足する事が必須条件となっているため、デジタルの 波形がこの方式を実用化する際の技術課題となっていた。 そこで本開発では、図 1 に示す時間波形が ACLR 特性に 与える影響について新たに波形分離法（2）を導入し、定量化Development of 1-Bit Digital Radio Frequency Transmitter─ by Takashi Maehata, Kazuyuki Totani, Takumi Asaina and Hiroyuki Tachibana─ In wireless communication, there has been an increasing demand for high-speed and high-quality data transmission, particularly since the advent of smartphones. To meet these requirements, multiple-input and multiple-output (MIMO) systems and array antenna systems have been developed. Wireless systems are also increasingly being integrated for improved communication performance, while transmitters are required to remain compact. To this end, we have developed a 1-bit digital radio frequency (DRF) transmitter using a bandpass delta sigma modulator. This modulator directly transmits wireless signals without an RF circuit, and is therefore expected to reduce the size and power consumption of transmitters according to Moor’ s law. Our prototype 1-bit DRF transmitter achieved a high adjacent channel leakage ratio of about 60 dB.
Keywords: digital radio frequency, bandpass, delta sigma
いてもソフトウエアレベルでの変更で対応が可能となり、 様々な無線送信部の共通化が図られ、量産効果による信号 処理部の低コスト化も期待できる。さらにこの方式は、出 力するデータを変更する事で、無線特性を変更できる特長 を持つため、様々な無線規格へ柔軟に対応する事が期待で きる。 図 2 は従来方式、図 3 は本提案方式を示している。従来 方式では様々なアナログ回路を必要としている。本提案方 式では、1 ビットの高速デジタルデータ列を出力し、この 信号をフィルタに通過させるだけで、従来の無線信号を出 力できるため、回路が簡単になる。この時、アンテナから 出力される無線信号は、同一の信号（同じ通信品質、同じ 通信情報量、同じ搬送波周波数を有する）となるため、受 信システムは従来の装置を使用する事ができ、専用に置き 換える必要はない。 1 − 3 応用例 今回開発した 1 ビットデジタル無線信 号には、シンプルでかつ従来にない特長がある。その1 つは、 図3 に示した様にデジタルデータとして無線信号を出力でき る点である。動作原理等については2 章以降に委ねるとして、 出力する周波数に依存せずデジタル化する事ができる。 これを使えば、メモリを使って予め信号処理した結果を 記録しておき、このデータを読み出す事で簡易な無線装置 とする事もできる。この送信装置では、フィルタを追加さ えすれば、所望の無線信号を出力する事ができ、軽量、小 型、低消費電力の無線装置が実現する。最新のメモリは、 大容量かつ 5Gb/s 近くでの高速読み出しが可能であるた め、データを 1 ビット列にするだけで無線 LAN の周波数帯 を含めて、あらゆる周波数帯での送信が可能である。また メモリの代わりに最新 FPGA を用いれば、28Gb/s での出 力も可能となり、リアルタイム信号処理も加えて、直接ミ リ波の無線信号を出力する事までできる。 さらに出力されるデジタル信号は、光リンクを使えば、 従来の同軸ケーブルと比較し大きな減衰を生じる事が無い ため、無線信号を長距離伝送する事ができる。このため従 来の無線システムにはない、新しい市場が創出される可能 性もある。 もう一つの特長は、時間波形が矩形波である点である。 増幅にスイッチングアンプが使えるため、高効率な増幅器 を実現できる可能性がある。 図 4 は、今回開発した 1 ビットデジタル RF 技術と光リン クを接続する場合の一例を示している。通常、この様なシ ステムにおいては、ベースバンドの I,Q 信号を光ファイ バーで伝送し、伝送先の装置で無線信号に変換する構成が 用いられている。一方、1 ビットデジタル RF では、無線信 号がデジタルデータとして変換され、光ファイバーを介し て伝送される。伝送先の装置内にはバンドパスフィルタが あればよい。このため、非常にコンパクトな機器となり、 設置場所が小さくできる。また主要な信号処理を伝送元に 集約化する事で、主要な信号処理をセキュアの高い場所に 収納できると共に、柔軟にシステムをマイグレーションす る事も期待できる。
2. 開発技術の概要
2 − 1 構 成 図 5 は、1 ビットデジタル RF 全体の ブロック図を示している。ベースバンドの I,Q 信号を入力 信号として、パルス生成部から 1 ビットのパルス列が出力 されて、バンドパスフィルタ（BPF）を通して無線信号を 出力している。入力されるベースバンドの I,Q 信号は直交 変調器により 1 次変調される。ソフトウエアで任意の変調 が可能であるため、あらゆる無線方式と接続して使用する 従来技術 （デジアナ方式） デジタル DAC フィルタ 周波数変換部 アナログ・高周波回路 発振器 形状、特性が仕様 毎に異なる 送信アンプ 無線信号 図 2 従来型無線器 DRF DRF DAC QAM CFR DPD 第1世代（現在） 第2世代 第3世代 BS DUC BS BS DUC CFR CFR QAM DUC DPD BP-DSM DPD QAM BP-DSM CPRI I/F BPF I,Q 高度な信号処理（DPD、CFR、BP-DSM等）を 基地局に取り込み、ノウハウを流出させない。 光 I/F Ex.) MIMO完全同期 BPF 光 I/F ClassS クラウド上に高度な信号処理 （DPD、CFR、BP-DSM等）を実装。 SDRへのプロローグ CPRI I/F 光 I/F 図 4 1 ビットデジタル RF による光リンクシステムへの応用DRF技術（Digital Radio Frequency） （デジタル方式） デジタル信号処理導入 送信アンプ フィルタ 0,1,1,0 ----デジタルだけで直接無線信号を出力する デジタル 図 3 1 ビットデジタル RF 無線器
事ができる。次に直交変調された信号は BP-DSM によって 2 次変調され、1 ビットデジタルデータ列に変換される。 このデータ列はパルス生成部から矩形波の信号波形として 出力される。ON/OFF 信号であるため一般的なデジタル半 導体デバイスを使用する事が出来る。 次に BP-DSM について詳しく説明を行う。図 6 は、BP-DSM のブロック図を示しており、式（1）は、このブロック 図の入出力関係を示している。入力信号 X、出力信号 Y と して、入力波形が 2 値化される際に生じる量子化誤差を第 2 項で表現している。図 7 は変調波を入力信号とし 1 ビッ トのデジタルデータが出力される様子を示す。変調信号に 含まれる振幅と位相情報がデジタル列の粗密となって現れ ている。 ここで改めて式（1）と量子化雑音の発生ポイントに着目 すると、図 6（b）のように、2 値化時に発生する量子化雑音 Q が、H に接続され、フィードバックを形成している事が 分かる。式（1）の第 2 項は、このフィードバック関係を反 映しており、式（1）は次の様に解釈する事ができる。 まず入力信号 X は出力信号 Y にそのままの形で出力さ れ、同時に量子化（2 値化）時に発生する量子化誤差 Q は、 フィードバックの影響を反映した第 2 項の様に加算される。 ここで、第 2 項は、量子化雑音の係数として雑音伝達関数 （Noise Transfer Function: NTF）を持っている。この NTF は所望の搬送波周波数にて量子化雑音を抑圧するよう バンドストップフィルタを形成できる。これにより入力信 号を妨害する事なく、高い SNR を有した信号を出力する事 ができる。 Y(z) = X(z)+ NTF(z) Q(z) ...（1） NTF(z) = 1 – H(z) ...（2） さらに、NTF の抑圧特性及びその計算負荷は、フィルタ の次数によって決定されており、入力信号の周波数には依存 しない。つまり、今回開発している BP-DSM は、出力する 電波の搬送波周波数とは無関係に、信号処理負荷が一定とい う性質を持っている。このため同じ計算量で様々な周波数を 出力する事ができる。これは、アナログ部品が周波数別の部 品を選択して使用する状況と大きく異なる特長である。 図 8 は、NFT の設計事例として、逆チェビシェフ特性を 持つバンドストップフィルタを設計した事例であり、図 7 の 1 ビットデータ列への変換に対応したものとなる。1 ビットデータ列であるにも関わらず、デジタルフィルタ特 性により ACLR 特性として 60dBc が得られている。 2 − 2 時間波形の解析 図 1 は、式（1）による信号処 理を実施し、1 ビット化された信号を出力した時間波形を I + jQ exp(jwt) Re｛ ｝ BP-DSM PG BPF x(t) s(t)
Digital Signal Processing Pulse
Generator 図 5 1bit デジタル RF のブロック図 -1.5 -1 -0.5 0 9 9.2 9.4 9.6 9.8 10 0.5 -1.5 -1 -0.5 0 9 9.2 9.4 9.6 9.8 10 0.5 1 1.5 A m pl itu de Time [usec] 図 7 BP-DSM の入出力波形 -100 -110 -80 -60 -40 -20 0 0.2 0.22 0.24 0.26 0.28 290 規格化周波数 N TF [ dB ] -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 295 300 305 310 Frequency [MHz] Po w er S pe ct ru m [ dB ] 61.7dB61.7dB61.7dB 63.5dB63.5dB63.5dB 61.7dB61.7dB61.7dB 62.5dB62.5dB62.5dB 図 8 設計事例 X(z) Y(z) + + – – H(z) （a）ブロック図 X(z) Y(z) Q(z) + + – – H(z) （b）モデリング 図 6 DSM 変調器のブロック図とモデル化
示している。通常、有線系のデジタル通信の場合、アイパ ターンの中央部の H/L によって、データ伝送を行っている。 一方、1 ビットデジタル RF はパルス波形全体の形がアナ ログ性能と関係しており、デジタル通信よりも厳しい波形 管理が必要となる。これまでの研究では、デジタル波形の 理論値である矩形波に近づける試みが報告されている。 本開発では、この時間波形と ACLR 特性の関係解析を進 め、その結果、時間軸に対する波形の対称性が、ACLR 特 性と強い関係にあることを突き止めた。 この対称性については、図 1 と図 7 を比較し理解する事 ができる。まず、これまでに開発されてきた無線変調方式 は、全て Sin 波をベースとして開発されている。このため、 図 7 に示す様にどんなに激しい変化を伴う変調波形でも、 時間軸を対称軸として、時間波形は上下で線対称となって いる。一方、図 1 に示す時間波形は、矩形に近づける事が ベースとなっているため、時間軸を対称軸として上下で線 対称なる事を重視していない。そこでこの非線対称成分が、 従来の変調方式には含まれていない成分である事から、何 らかの歪となって現れると考えた。 図 9 は、図 1 のアイパターンを基に出力した場合の実測 結果である。図 8 と比較して設計値の 60dB から大きく劣 化している事が分かる。ここで図 1 の時間波形をベースに、 計算機上で周波数スペクトラムを再計算したものが A であ り、さらに非対称成分を取り除いたものが B である。これ らの結果から、非対称成分が ACLR 特性の劣化と大きく関 係している事が明らかである。 さらに、一般的なアイパターンによる影響を調べるため 図 10 にモデル化を行った。このモデル化では、波形の種 類に加えて、遷移時間（立ち上がり、立ち下り）を条件と して計算を行なっている。 ここで、時間波形として exp（x）の場合に注目すると、 立ち上がり波形及び立ち下り波形は、充放電時の様な波形 となっている。遷移波形は直線的に遷移していないが、時 間軸を対称軸として線対称な遷移となっている事が分か る。ここに線対称、非線対称の基本的な考えが反映されて いる。 表1 は、線対称と非線対称の場合について、波形の種類と 遷移時間を変更した場合の結果について示している。まず 線対象の場合については、遷移時間に依らず、常に高い ACLR が得られる事が分かる。次に非線対称の場合について は、ACLR が大きく劣化している事と、前述した通り非対称 成分を取り除くと高い ACLR へ回復する事が分かる。これ らの事より高い ACLR を得る条件は非線対称成分を抑える 事であり、遷移時間については任意でよい事が分かった。 この事実は、1 ビットデジタル RF に必要な時間波形が時 間軸を対称軸として線対称な時間波形であれば、滑らかに 変化する波形でも特性は劣化しない事を示している。矩形 波に近づける必要が無いため、飛躍的に特性改善の選択肢 が広がる事を意味している。 この成果に基づき、対称性を重視した試作機開発に取り 組んだ。 -110 290 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 295 300 305 310 Po w er S pe ct ru m [ dB ] Frequency [MHz] 測定結果 A（非対称成分有） B（非対称成分無） 図 9 非対称成分を含む時間波形 +1 -1 1 2 α = 0.2 β = 0.3 Falling time Rising time Amplitude 1 unit interval Time [UI] exp(x) tanh(x) 表 1 計算結果 Waveform Setting Parameters Transition time [UI]
Result ACLR [dB] Sout Sout
Removed asymmetry CategoryRising time Falling timeACLR1 ACLR2 ACLR1'ACLR2'
α β Ideal Symm. 0 0 61.7 60.9 exp (x) 0.2 0.2 61.7 60.9 0.4 0.4 61.7 60.9 tanh (x) 0.2 0.2 61.7 60.9 0.4 0.4 61.7 60.9 exp (x) Asymm. 0.2 0.4 44.1 44.1 61.7 60.9 0.4 0.2 43.9 44.1 61.7 60.9 tanh (x) 0.2 0.4 30.2 30.3 61.7 60.9 0.4 0.2 30.2 30.3 61.7 60.9 図 10 アイパターンのモデル化
図 11 に 1 ビットデジタル送信試作基板を示す。この送信 基板は、FPGA から 1 ビットパルス列を出力し、各種パラ メータはネットワークを介して設定する事ができる。今回 は、表2 に示す条件の基で予めオフラインで計算した1 ビッ トデータ列をダウンロードし、このパルス列を出力させた。 表 2 に示す各種諸元を用いて ACLR が最大となるように パラメータの最適化を図った結果、図 12 に示す送信スペ クトラムを測定する事ができた。 これにより、ほぼ設計値通りの ACLR 特性が得られる事 が確認できた。この特性は、3GPP や電波法の規制値をク リアし、無線基地局用途としても実用のレベルに達したと 自負している。 また、メモリによる無線器構成が可能である事も確認 した。
4. 結 言
1 ビットデジタル RF により、ACLR 特性が 58dB の性能 を達成する事ができた。この技術は様々なアナログシステ ムを変革していくためのツールである。今後はさらに新分 野とのコラボレーションを検討し、より幅広くこの技術が 市場で活用してもらえるよう開発を進めたいと考える。 参 考 文 献 （1） R. Schreier and M. Snelgrove,“Bandpass delta-sigma modulation,” Electron. Lett., vol. 25（Nov. 1989） （2） Takashi Maehata, Suguru Kameda and Noriharu Suematsu,“High ACLR 1-bit direct radio frequency converter using symmetric waveform,”Proceedings of the 42st European Microwave Conference（Oct. 2012） （3） Altera, Understanding the Pre-Emphasis and Linear Equalization Features in Stratix IV GX Devices, an602（November 2010） 執 筆 者---前畠 貴＊：情報通信研究所 主席 戸谷 一幸 ：情報通信研究所 主席 朝夷名 巧 ：情報通信研究所 プロジェクトリーダー 立花 宏之 ：住友電工システムソリューション㈱ 機器開発部 主席 ---＊主執筆者 I + jQ exp(jwt) Re｛ ｝ BP-DSM PG BPF x(t) s(t)Digital Signal Processing Pulse
Generator BP ∆ΣM 図 11 1 ビットデジタル送信試作基板 表 2 本試作仕様一覧 パラメータ 値 テスト信号 OFDM 搬送波周波数 1.48 GHz 帯域幅 7 MHz ΔΣ変換方式 CRFB 6 ordersBP-DSM 出力レート 3.9 GB/s オーバサンプリング率 約 100 倍 出力電圧 0.5 Vp-p プリエンファシス 3 taps（3） サイズ 160 × 260 mm 実測データ 実測データ 実測データ シミュレーションシミュレーションシミュレーション 図 12 送信スペクトラム
