LTC 差動アンプ付き2フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ

(1)

LTC3856

1

3856f

LOAD CURRENT (A) 0.1 40 EFFICIENCY (%) POWER LOSS (W) 50 60 70 80 1 10 100 30 20 10 0 90 100 1 10 0 –1 100 3856 TA01b VIN = 12V VOUT = 1.5V Burst Mode OPERATION

標準的応用例

差動アンプ付き

2 _{フェーズ同期整流式}

降圧DC/DCコントローラ

効率および電力損失と 出力電流 高効率1.5V/50A_{降圧コンバータ} 3856 TA01a TG1 BOOST1 SW1 BG1 PLLIN SENSE1+ SENSE1– TG2 BOOST2 SW2 BG2 INTVCC SENSE2+ SENSE2– DIFFOUT VFB ILIM RUN PGOOD CLKOUT PHASMD MODE ITEMP FREQ EXTVCC VIN DIFFN DIFFP ISET AVP GND TK/SS ITH LTC3856 30.1k 20k S S S S S S 122k 10µF × 4 100µF × 8 VOUT 1.5V 50A 0.33µH 0.33µH VIN 4.5V TO 20V 0.1µF S 4.7µF 0.1µF 2200pF 1.5k 0.1µF S S S S S

特長

■ PolyPhase®コントローラにより、 入力および出力の容量と電源ノイズを低減 ■ 広い入力電圧範囲：4.5V∼38Vで動作 ■ 0.6V リファレンス電圧の精度： 0.75% ■ 高効率：最大95% ■ プログラム可能なBurst Mode®動作 またはStage Shedding™により、軽負荷での最大効率を達成 ■ アクティブ電圧ポジショニング（AVP） ■ R_SENSEまたはDCRによる電流検出 ■ プログラム可能なDCR温度補償 ■ フェーズロック可能な固定周波数：250kHz∼770kHz ■ 真のリモートセンス差動アンプ ■ デュアルNチャネルMOSFET同期ドライブ ■ 出力電圧範囲：0.6V～5V（差動アンプを使用しない場合） ■ 出力電圧範囲：0.6V～3.3V（差動アンプを使用する場合） ■ 調整可能なソフトスタートまたは出力電圧トラッキング ■ スタック構成可能なので最多12フェーズ動作が可能 ■ 32ピン（5mm×5mm）QFNおよび38ピンTSSOPパッケージ

アプリケーション

■ テレコムおよびデータコム・システム ■ 産業用および医療用機器 ■ DC配電システム ■ コンピュータ・システム

概要

LTC®_{3856は、すべてNチャネルのパワーMOSFET段をドライ} ブする、シングル出力、デュアル・チャネルPolyPhase同期整流式降圧DC/DCコントローラです。このデバイスは出力電圧のリモートセンスのための高速差動アンプを内蔵しています。2 つのコントローラの出力段を位相をずらして動作させることによって電力損失と電源ノイズを最小限に抑え、最多12フェーズの動作が可能です。 LTC3856は出力インダクタ（DCR）の電圧降下を検出するか、検出抵抗を使用して、出力電流をモニタします。DCRの温度補償により、広い温度範囲にわたり高精度の電流検出スレッショルドを維持します。固定周波数電流モード・アーキテクチャを採用しているので、最大770kHzの周波数にフェーズロック可能です。入力電源範囲が4.5V∼38Vと広いので、ほとんどの中間バス電圧やバッテリの種類に対応できます。Burst Mode動作、連続モードまたはStage Sheddingモードをサポートしています。両方のチャネルで共用されるTK/SSピンにより、起動時に出力電圧をランプアップします。

L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ、PolyPhase、Burst ModeおよびOPTI-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。Stage Sheddingはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5705919、5929620、 6100678、6144194、6177787、6304066、6498466、6580258、6611131、6674274を含む米国特許によって保護されています。

(2)

LTC3856

2

3856f 入力電源電圧（VIN） ... 40V～−0.3V トップサイド・ドライバの電圧（BOOSTn） ... 46V～−0.3V スイッチ電圧（SWn） ... 40V～−5V INTVCC、RUN、PGOOD、EXTVCC、（BOOSTn−SWn） ... 6V～−0.3V SENSEnの電圧 ... 5.5V～−0.3V MODE、PLLIN、ILIM、TK/SS、AVP、 FREQ、ISETの電圧 ... INTVCC～−0.3V DIFFP、DIFFN、DIFFOUT、PHASMD、 ITEMPの電圧 ... INTVCC～−0.3V

絶対最大定格　

（Note 1) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 TOP VIEW FE PACKAGE 38-LEAD PLASTIC TSSOP

38 37 36 35 34 33 32 31 30 29 28 27 26 25 24 23 22 21 20 FREQ RUN SENSE1+ SENSE1– NC TK/SS VFB ITH SGND AVP ITEMP PHASMD SENSE2+ SENSE2– DIFFP DIFFN DIFFOUT ISET ILIM PLLIN CLKOUT SW1 TG1 NC BOOST1 PGND1 BG1 VIN INTVCC EXTVCC BG2 PGND2 NC BOOST2 TG2 SW2 PGOOD MODE 39 TJMAX = 125°C, θJA = 25°C/W

EXPOSED PAD (PIN 39) IS SGND/PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB

32 33 31 30 29 28 27 26 25 9 10 11 12 TOP VIEW UH PACKAGE 32-LEAD (5mm × 5mm) PLASTIC QFN 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 8 7 6 5 4 3 2 1 TK/SS VFB ITH AVP ITEMP PHASMD SENSE2+ SENSE2– BOOST1 BG1 VIN INTVCC EXTVCC BG2 BOOST2 TG2 SENSE1 – SENSE1 +

RUN FREQ PLLIN CLKOUT SW1 TG1

DIFFP DIFFN

DIFFOUT

ISET ILIM _MODE PGOOD SW2

TJMAX = 125°C, θJA = 34°C/W

EXPOSED PAD (PIN 33) IS SGND/PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB

ピン配置

ITH、VFBの電圧 ... INTVCC～−0.3V INTVCCのピーク出力電流 ...100mA 動作接合部温度範囲（Note 2、3） ...−40℃～125℃ 保存温度範囲...−65℃～125℃ リフロー・ピーク・ボディ温度（UHパッケージ） ... 260℃ リード温度（半田付け、10秒） FE パッケージ ... 300℃

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LTC3856

3

3856f

発注情報

鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲

LTC3856EFE#PBF LTC3856EFE#TRPBF LTC3856FE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C LTC3856IFE#PBF LTC3856IFE#TRPBF LTC3856FE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C LTC3856EUH#PBF LTC3856EUH#TRPBF 3856 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 125°C LTC3856IUH#PBF LTC3856IUH#TRPBF 3856 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40°C to 125°C

さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。

鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

Main Control Loops

VIN Input Voltage 4.5 38 V

VOUT Output Voltage 0.6 5.0 V

VFB Regulated Feedback Voltage ITH Voltage = 1.2V, E-Grade (Note 4)

ITH Voltage = 1.2V, I-Grade (Note 4)

l l

0.5955

0.593 0.600 0.600 0.6045 0.607 V V

IFB Feedback Current (Note 4) –15 –50 nA

VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation VIN = 4.5V to 38V (Note 4) 0.002 0.02 %/V

VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 4)

Measured in Servo Loop, ∆ITH Voltage = 1.2V to 0.7V

Measured in Servo Loop, ∆ITH Voltage = 1.2V to 1.6V

l l

0.01

–0.01 0.1 –0.1 % % gm Transconductance Amplifier gm ITH = 1.2V, Sink/Source 5µA (Note 4) 2.0 mmho

IQ Input DC Supply Current

Normal Mode Shutdown (Note 5) VIN = 15V VRUN = 0V 4.0 40 70 mA µA

DFMAX Maximum Duty Factor In Dropout; fOSC = 500kHz 93 94 %

UVLO Undervoltage Lockout VINTVCC Ramping Down l 3.0 3.2 3.4 V

UVLO Hyst UVLO Hysteresis 0.6 V

VOVL Feedback Overvoltage Lockout Measured at VFB l 0.64 0.66 0.68 V

ISENSE+ SENSE+ Pins Bias Current Each Channel, VSENSE1,2 = 3.3V l ±1 ±2 µA

ITEMP DCR Tempco Compensation Current VITEMP = 0.3V l 9 10 11 µA

ITK/SS Soft-Start Charge Current VTK/SS = 0V l 1.0 1.25 1.5 µA

VRUN RUN Pin On Threshold VRUN Rising l 1.1 1.22 1.35 V

VRUNHYS RUN Pin On Hysteresis 80 mV

VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold

(E-Grade) V IFBLIM = 0.5V, V = 0V SENSE1,2 = 3.3V

ILIM = Float ILIM = INTVCC l l l 25 45 68 30 50 75 35 55 82 mV mV mV VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold

(I-Grade) V IFBLIM = 0.5V, V = 0V SENSE1,2 = 3.3V

ILIM = Float ILIM = INTVCC l l l 23 43 66 30 50 75 37 57 84 mV mV mV

電気的特性

lは全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外はT_A = 25 Cでの値（Note 2）。注記がない限り、V_IN = 15V、V_RUN = 5V。

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LTC3856

4

3856f

TG1,2 tr TG1,2 tf TG Transition Time Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns BG1,2 tr BG1,2 tf BG Transition Time Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns

TG/BG t1D Top Gate Off to Bottom Gate On Delay

Synchronous Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver 30 ns

BG/TG t2D Bottom Gate Off to Top Gate On Delay

Top Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver 30 ns

tON(MIN) Minimum On-Time (Note 7) 90 ns

INTVCC Linear Regulator

VINTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN ≤ 38V 4.8 5.0 5.2 V

VLDO INT INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 20mA 0.5 2.0 %

VEXTVCC EXTVCC Switchover Voltage EXTVCC Ramping Positive l 4.5 4.7 V

VLDO EXT EXTVCC Voltage Drop ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V 50 100 mV

VLDOHYS EXTVCC Hysteresis 200 mV

Oscillator and Phase-Locked Loop

fNOM Nominal Frequency VFREQ = 1.2V 450 500 550 kHz

fLOW Lowest Frequency VFREQ = 0V 210 250 290 kHz

fHIGH Highest Frequency VFREQ ≥ 2.4V 700 770 850 kHz

RMODE MODE Input Resistance 250 kΩ

IFREQ Frequency Setting Output Current 9 10 11 µA

CLKOUT Phase (Relative to Controller 1) PHASMD = GND; Non Stage Shedding Mode PHASMD = FLOAT; Non Stage Shedding Mode PHASMD = INTVCC; Non Stage Shedding Mode

Stage Shedding Mode

60 90 120 180 Deg Deg Deg Deg

CLKHIGH Clock High Output Voltage 4 5 V

CLKLOW Clock Low Output Voltage 0 0.2 V

PGOOD Output

VPGL PGOOD Voltage Low IPGOOD = 2mA 0.1 0.2 V

IPGOOD PGOOD Leakage Current VPGOOD = 5V ±2 µA

VPG PGOOD Trip Level, Either Controller VFB with Respect to Set Output Voltage

VFB Ramping Negative VFB Ramping Positive –10 10 % %

電気的特性

lは全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外は_T_A_{= 25 C}での値（_{Note 2}）。注記がない限り、_V_IN_{= 15V}、_V_RUN_{= 5V}。

(5)

LTC3856

5

3856f

Differential Amplifier ADA Gain E-Grade I-Grade l l 0.998 0.997 1 1 1.002 1.003 V/V V/V

RIN Input Resistance Measured at DIFFP Input 80 kΩ

VOS Input Offset Voltage VDIFFP = VDIFFOUT = 1.5V, IDIFFOUT = 100µA 2 mV

PSRR Power Supply Rejection Ratio 4.5V < VIN < 38V 100 dB

ICL Maximum Output Current 2 3 mA

VOUT(MAX) Maximum Output Voltage IDIFFOUT = 300µA VINTVCC

–1.4 VINTVCC–1.1 V

On-Chip Driver

TG RUP TG Pull-Up RDS(ON) TG High 2.6 Ω

TG RDOWN TG Pull-Down RDS(ON) TG Low 1.5 Ω

BG RUP BG Pull-Up RDS(ON) BG High 2.4 Ω

BG RDOWN BG Pull-Down RDS(ON) BG Low 1.1 Ω

GBW Gain-Bandwidth Product (Note 8) 3 MHz

SR Slew Rate (Note 8) 2 V/µs

Stage Shedding Mode

IISET Programmable Stage Shedding

Mode Current 6.5 7.5 8.5 µA

AVP (Active Voltage Positioning)

VAVP Maximum VOUT with AVP 2.5 V

ISINK Sink Current of AVP Pin SENSE+ = 1.2V 250 µA

ISOURCE Source Current of AVP Pin SENSE+ = 1.2V 2 mA

VAVP-VO(MAX) Maximum Voltage Drop VAVP to VO SENSE+ = 1.2V 120 mV

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。また、絶対最大定格状態が長時間続くと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える恐れがある。 Note 2：LTC3856はTJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3856Eは0℃～85℃ の動作接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。−40℃～125℃の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3856Iは−40℃～125℃の動作接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 Note 3：TJは、周囲温度TAおよび電力損失PDから次式に従って計算される。 LTC3856UH：TJ = TA＋（PD • 34℃/W） LTC3856FE：TJ = TA＋（PD • 25℃/W） Note 4：LTC3856は、VITHを規定電圧にサーボ制御し、その結果生じるVFBを測定する帰還ループでテストされる。 Note 5：スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により、動作時消費電流は増加する。「アプリケーション情報」のセクションを参照。 Note 6：立ち上がり時間と立ち下がり時間は10%と90%のレベルを使用して測定する。遅延時 間は50%レベルを使って測定する。 Note 7：最小オン時間の条件は、IMAXの40%以上のインダクタ・ピーク・トゥ・ピーク・リップル電流に対応している（「アプリケーション情報」のセクションの「最小オン時間に関する検討事項」を参照）。 Note 8：設計によって保証されている。

電気的特性

lは全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外は_T_A_{= 25 C}での値（_{Note 2}）。注記がない限り、_V_IN_{= 15V}、_V_RUN_{= 5V}。

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LTC3856

6

3856f

LOAD CURRENT (A) 0.1 40 EFFICIENCY (%) 50 60 70 80 1 10 100 30 20 10 0 90 100 3856 G03 VIN = 12V VOUT = 1.5V Burst Mode OPERATION FORCED CONTINUOUS MODE Stage Shedding MODE 100µs/DIV ILOAD 40A/DIV IL1 20A/DIV IL2 20A/DIV VOUT 200mV/DIV VIN = 12V VOUT = 1.5V ILOAD = 1A TO 40A 3856 G01 VBAT = 3.6V ICPO = 200µA CCPO = 2.2ΩF 100µs/DIV ILOAD 40A/DIV IL1 20A/DIV IL2 20A/DIV VOUT 200mV/DIV VIN = 12V VOUT = 1.5V ILOAD = 1A TO 40A 3856 G02 VBAT = 3.6V ICPO = 200µA CCPO = 2.2ΩF 1µs/DIV FORCED CONTINUOUS MODE, 5A/DIV Burst Mode OPERATION, 5A/DIV DCM OPERATION, 5A/DIV VIN = 12V VOUT = 1.5V ILOAD = 400mA 3856 G04 VBAT = 3.6V ICPO = 200µA CCPO = 2.2ΩF

標準的性能特性

効率と出力電流およびモード 軽負荷でのインダクタ電流 Stage Sheddingからの移行 （1_{フェーズから}2_{フェーズ）} _（Stage Shedding2_{フェーズから}への移行1_{フェーズ）} 負荷ステップ：Burst Mode_動作 _{負荷ステップ：強制連続モード} 10µs/DIV VOUT 100mV/DIV VSW1 10V/DIV VSW2 10V/DIV 3856 G05 VIN = 12V VOUT = 1.5V UNDERSHOOT 35mV 10µs/DIV VOUT 100mV/DIV VSW1 10V/DIV VSW2 10V/DIV 3856 G06 VIN = 12V VOUT = 1.5V OVERSHOOT 36mV

(7)

LTC3856

7

3856f

INPUT VOLTAGE (V) 5

QUIESCENT CURRENT (mA)

3.3 4.3 4.5 15 25 35 2.9 3.9 3.1 4.1 2.7 2.5 3.7 3.5 10 20 30 40 3856 G08 INPUT VOLTAGE (V) 0 INT VCC VOL TAGE (V) 4.75 5.00 4.50 4.25 20 10 15 30 35 5 25 40 3.50 3.25 3.00 4.00 5.25 3.75

3856 G09 VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)

0

CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)

60 70 50 40 2 4 1 3 5 10 0 30 80 20 3856 G11 ILIM = GND ILIM = FLOAT ILIM = INTVCC DUTY CYCLE (%) 0

MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV)

40 90 100 20 40 60 20 70 30 80 10 0 60 50 10 30 50 70 80 90 100 3856 G12 ILIM = GND ILIM = FLOAT ILIM = INTVCC FEEDBACK VOLTAGE (V) 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 3856 G13

MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV)

40 90 100 20 70 30 80 10 0 60 50 ILIM = GND ILIM = FLOAT ILIM = INTVCC TEMPERATURE (°C) –50 TK/SS CURRENT (µA) 1.4 –25 0 25 50 75 100 125 1.1 1.0 1.3 1.5 1.2 3856 G14 VITH (V) 0 –40 VSENSE (mV) –20 0 20 40 60 80 0.5 1 1.5 2 3856 G10 ILIM = GND ILIM = FLOAT ILIM = INTVCC

標準的性能特性

電流検出スレッショルドとITH電圧 最大電流検出スレッショルドと 同相電圧 最大電流検出電圧と デューティ・サイクル （電流フォールドバック）最大電流検出電圧と帰還電圧 TK/SS_{のプルアップ電流と温度} AVPを使用した場合の 負荷ステップ （消費電流と入力電圧EXTVCCを使用しない場合） INTVCCのライン・レギュレーション AVPを使用しない場合の 負荷ステップ 100µs/DIV VOUT 50mV/DIV IL 20A/DIV 3856 G07 VIN = 12V VOUT = 1.5V 108mV 50A 25A 100µs/DIV VOUT 50mV/DIV IL 20A/DIV 3856 G07a VIN = 12V VOUT = 1.5V 54mV 50A 25A

(8)

LTC3856

8

3856f 低電圧ロックアウト・ スレッショルド（INTVCC）と温度 発振器周波数と入力電圧 シャットダウン電流と入力電圧 シャットダウン電流と温度 （消費電流と温度EXTVCCを使用しない場合） シャットダウン（RUN_） スレッショルドと温度 安定化された帰還電圧と温度 発振器周波数と温度 TEMPERATURE (°C) –50 REGULA

TED FEEDBACK VOL

TAGE (mV) 0.604 0.603 0.602 –25 0 25 50 75 100 125 0.599 0.598 0.601 0.605 0.600 3856 G16 TEMPERATURE (°C) –50 FREQUENCY (kHz) 600 700 800 500 400 –25 0 25 50 75 100 125 100 0 300 900 200 3856 G17 VFREQ = INTVCC VFREQ = GND VFREQ = 1.2V TEMPERATURE (°C) –50

SHUTDOWN CURRENT (µA)

60 50 40 –25 0 25 50 75 100 125 10 0 30 70 20 3856 G21 TEMPERATURE (°C) –50

QUIESCENT CURRENT (mA)

5 4 –25 0 25 50 75 100 125 1 0 3 6 2 3856 G22 TEMPERATURE (°C) –50

RUN PIN VOL

TAGE (V) –25 0 25 50 75 100 125 150 1.15 1.10 1.25 1.20 3856 G15 ON OFF TEMPERATURE (°C) –50 UNDER VOL

TAGE LOCKOUT THRESHOLD (INT

VCC ) (V) 3.8 –25 0 25 50 75 100 125 3.2 3.0 3.6 4.0 3.4 3856 G18 ON OFF INPUT VOLTAGE (V) 0

INPUT CURRENT (µA)

40 50 30 20 10 15 25 5 20 30 35 40 10 0 60 3856 G20 INPUT VOLTAGE (V) 5 520 510 500 490 480 25 35 3856 G19 10 15 20 30 40 FREQUENCY (kHz)

標準的性能特性

(9)

LTC3856

9

3856f

ピン機能　

（TSSOP/QFN_） FREQ（ピン1/ピン29）：周波数設定ピン。このピンからグランド に抵抗を接続すると、コントローラの動作周波数が設定されます。DC電圧を使用してこのピンをドライブし、内部発振器の周波数を変化させることもできます。 RUN（ピン2/ピン30）：実行制御入力。このピンの電圧が1.22V を超えるとデバイスがオンします。このピンには1μAのプルアップ電流源が備わっています。RUNピンの電圧が1.22Vを超えると、4.5μAのプルアップ電流がピンに追加されます。 SENSE1＋、SENSE2＋（ピン3、13/ピン31、7）：電流検出コンパ レータの入力。電流コンパレータへの（＋）入力は通常、DCR による検出ネットワークまたは電流検出抵抗に接続されます。 SENSE1、SENSE2（ピン4、14/ピン32、8）：電流検出コンパ レータの入力。電流コンパレータへの（）入力は出力に接続されます。 NC（ピン5、25、34）TSSOPパッケージ：接続なし。 TK/SS（ピン6/ピン1）：出力電圧トラッキングおよびソフトスター トの入力。2つのデバイスの片方がマスタになるように構成されていると、このピンからグランドに接続したコンデンサによってマスタ・デバイスの出力電圧のランプレートが設定されます。2つのデバイスの片方がスレーブになるように構成されていると、マスタ・デバイスのVFBの電圧が抵抗分割器によって再生され、このピンに印加されます。1.25μAの内部ソフトスタート電流がこのピンを充電します。 VFB（ピン7/ピン2）：エラーアンプの帰還入力。このピンは、外 付け抵抗分割器からのリモートセンスされた帰還電圧を受け取ります。 ITH（ピン8/ピン3）：電流制御スレッショルドおよびエラーアン プの補償点。対応する各チャネルの電流コンパレータのトリップ・スレッショルドは、ITH制御電圧に応じて上昇します。 SGND（ピン9/ピン33）：信号グランドと電源グランド。すべての 小信号用部品および補償部品はこのグランドに接続し、このグランド自体はPGNDに一点接続します。 AVP（ピン10/ピン4）：アクティブ電圧ポジショニングの負荷勾 配の設定ピン。このピンとDIFFPピンの間に1本の抵抗を接続することによって負荷勾配が設定されます。 ITEMP（ピン11/ピン5）：温度検出回路の入力。このピンは、 PCB基板の熱源（インダクタなど）の近くに配置された外付け NTC（負温度係数）抵抗に接続して、温度に応じてコントローラの電流制限を変化させます。 PHASMD（ピン12/ピン6）：このピンをSGNDに接続するか、 INTVCCに接続するか、またはフロート状態にして、それぞれ 60 、120 、90 のCLKOUTの位相を選択します。 DIFFP（ピン15/ピン9）：差動リモートセンス・アンプの正入力。 このピンはリモート負荷電圧に直接接続します。 DIFFN（ピン16/ピン10）：差動リモートセンス・アンプの負入力。 このピンは出力負荷コンデンサの負端子に接続します。 DIFFOUT（ピン17/ピン11）：差動リモートセンス・アンプの出力。 このピンは抵抗分割器を介してVFBに接続します。

ISET（ピン18/ピン12）：Stage Sheddingモード・コンパレータお

よびBurst Modeコンパレータの設定ピン。このピンからグランドに抵抗を接続することにより、Stage Sheddingモード・コンパレータのスレッショルド、またはBurst Modeコンパレータのスレッショルドおよび電流制限が設定されます。 ILIM（ピン19/ピン13）：電流コンパレータの検出電圧範囲入 力。このピンをSGNDに接続するか、フロート状態にするか、またはINTVCCに接続して、両方のコンパレータの最大電流検出スレッショルドを3つの異なるレベルの1つに設定します。 MODE（ピン20/ピン14）：強制連続モード、Burst Mode動作、

またはStage Sheddingモードの選択ピン。デバイスを連続モード動作に強制するには、このピンをSGNDに接続します。

INTVCCに接続すると、Stage Sheddingモード動作がイネーブ

ルされます。このピンをフロート状態にしておくと、Burst Mode 動作がイネーブルされます。 PGOOD（ピン21/ピン15）：パワーグッド・インジケータ出力。 オープンドレインのロジック出力で、出力が 10%のレギュレーション範囲から外れると、20μsの内部パワーバッド・マスク・タイマ時間が経過してからグランドに引き下げられます。 EXTVCC（ピン28/ピン20）：INTVCCに接続された内部スイッチへの外部電源入力。EXTVCCが4.7Vより高くなるとこのスイッチが閉じ、内部の低損失レギュレータをバイパスしてデバイスに電力を供給します。このピンは6Vを超えてはならず、VINが常にVEXTVCCより高くなるようにしてください。

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LTC3856

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ピン機能　

（TSSOP/QFN_） INTVCC（ピン29/ピン21）：5Vの内部レギュレータの出力。制御 回路はこの電圧から電力を供給されます。最小4.7μFの低ESR タンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使用して、このピンをPGNDにデカップリングします。 VIN（ピン30/ピン22）：主入力電源。このピンはコンデンサ （0.1μF∼1μF）を使用してPGNDにデカップリングします。 BG1、BG2（ピン31、27/ピン23、19）：ボトム・ゲート・ドライバの 出力。これらのピンは、INTVCCとPGNDの間で、ボトムNチャネルMOSFETのゲートをドライブします。 PGND1、PGND2（ピン32、26）TSSOPパッケージ：電源グランド・ ピン。このピンは、ボトムNチャネルMOSFETのソース、CVCCの（）端子、およびCINの（）端子に近づけて接続します。 BOOST1、BOOST2（ピン33、24/ピン24、18）：昇圧されたフロー ティング・ドライバの電源。ブートストラップ・コンデンサの（＋）端子をこれらのピンに接続します。これらのピンは、INTVCCよりダイオードの電圧降下分だけ低い電圧からVIN＋INTVCC まで振幅します。 SGND/PGND（露出パッド・ピン33）QFNパッケージ：信号グラ ンドと電源グランド。このピンは、ボトムNチャネルMOSFETのソース、CVCCの（）端子、およびCINの（）端子に近づけて接続します。全ての小信号部品と補償用部品もこのグランドに接続します。 TG1、TG2（ピン35、23/ピン25、17）：トップ・ゲート・ドライバの出 力。これらは、電圧振幅がスイッチ・ノード電圧にINTVCCを加えた電圧に等しいフローティング・ドライバの出力です。 SW1、SW2（ピン36、22/ピン26、16）：インダクタへのスイッチ・ ノードの接続点。これらのピンの電圧振幅は、（外付け）ショットキー・ダイオードの電圧降下分だけグランドより低い電圧からVINまでです。 CLKOUT（ピン37/ピン27）：PHASMDによって位相変更可 能なクロック出力であり、マルチフェーズ・システムで複数の LTC3856の使用が可能になります。 PLLIN（ピン38/ピン28）：外部同期ピン。このピンにクロックを 与えることによって内部発振器を同期させます。 SGND（露出パッド・ピン39）TSSOPパッケージ：露出パッドは PCBに半田付けする必要があります。

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LTC3856

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機能図

– + + + – SLEEP INTV_CC 0.55V – + – + 0.5V SS – + 1.22V RUN ISET 1.25µA V_IN EA I_TH _R C CC1 RUN TK/SS CSS 0.6V REF R S Q 5V REG ISET ISET SLOPE RECOVERY ACTIVE CLAMP OSC MODE/SYNC DETECT SLOPE COMPENSATION UVLO 1 51k ITHB 1µA ISET CLKOUT FREQ

MODEPLLINPHASMD ITEMP

0.6V BURSTEN EXTVCC ILIM – + – + IREV I_CMP F – + 4.7V F 3k – + – + OV UV – + – + – + DIFFAMP 0.54V V_FB PGOOD PGND C_VCC CB M1 M2 VOUT L1 INTV_CC VIN COUT BG SENSE– SENSE+ SW TG BOOST INTV_CC DIFFOUT DIFFN SENSE1+ SENSE1– SENSE2+ SENSE2– DIFFP SGND AVP 0.66V R1 RPRE-AVP 40k 40k 40k R_AVP 40k R2 SWITCH LOGIC AND ANTISHOOT-THROUGH OV RUN ON FCNT PLL-SYNC TEMPSNS + C_IN + VIN D_B 3856 FD

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動作　

（機能図を参照） メイン制御ループ LTC3856には固定周波数、電流モード降圧アーキテクチャが採用されています。通常動作時は、発振器がRSラッチをセットするとサイクルごとに各トップMOSFETがオンし、メイン電流コンパレータICMPが各RSラッチをリセットするとオフします。 ICMPがRSラッチをリセットするピーク・インダクタ電流は、ITH ピンの電圧によって制御されます。この電圧はエラーアンプ EAの出力です。VFBピンは、DIFFAMPが使用されている場合に、外付け抵抗分割器を介してDIFFOUTピンから出力電圧帰還信号の一部を受け取り、内部リファレンス電圧と比較します。負荷電流が増加すると、0.6Vリファレンスに対してVFB ピンの電圧がわずかに低下し、それによって各インダクタの平均電流が新しい負荷電流の半分と釣り合うまでITHの電圧が上昇します（2つの電流検出抵抗の値が等しいと仮定）。Burst Mode動作では、各トップMOSFETがオフした後、インダクタ電流が逆流し始めて逆電流コンパレータIREVがそれを検出するまで、または次のサイクルが始まるまでボトムMOSFETがオンします。 RUNピンを L に引き下げるとメイン制御ループがシャットダウンされます。RUNピンを解放すると、1μAの内部電流源が RUNピンをプルアップします。RUNピンが1.22Vに達すると、メイン制御ループがイネーブルされてデバイスが起動します。 RUNピンが L のとき、すべての機能は制御された状態を維持します。 INTVCC/EXTVCC電源 トップとボトムのMOSFETドライバおよび他の大部分の内部回路への電力はINTVCCピンから供給されます。EXTVCCピンをオープンのままにするか4.7Vより低い電圧に接続すると、内部の5Vリニア・レギュレータがINTVCCの電力をVINから供給します。EXTVCCが4.7Vを超えるとこの5Vレギュレータはオフし、内部スイッチがオンしてEXTVCCをINTVCCに接続します。 EXTVCCピンを使用することにより、スイッチング・レギュレータの出力のような高効率の外部電源からINTVCCの電力を供給することができます。各トップMOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・コンデンサCBからバイアスされます。このコンデンサは通常、トップMOSFETがオフしている間に外付けダイオードを介して再充電されます。入力電圧VINが VOUTに近い電圧まで低下してくると、ループがドロップアウト状態になり、トップMOSFETを連続してオンしようとすることがあります。ドロップアウト検出器がこれを検出し、3サイクルごとにクロック周期の約1/12の時間に100nsを加えた期間トップ MOSFETを強制的にオフして、CBの再充電を可能にします。ただし、ドロップアウトへの移行時には負荷を与えるか、またはデバイスを低周波数で動作させてCBを確実に再充電することを推奨します。 シャットダウンと起動（RUN_およびTK/SS_ピン） RUNピンを使用してLTC3856をシャットダウンすることができます。RUNピンを1.22Vより低くすると、コントローラのメイン制御ループと（INTVCCレギュレータを含む）内部回路の大部分がシャットダウンします。RUNピンを解放すると、1μAの内部電流源がRUNピンをプルアップし、コントローラをイネーブルします。あるいは、RUNピンを外部でプルアップするか、またはロジックで直接ドライブすることもできます。このピンの6Vの絶対最大定格を超えないように注意してください。コントローラの出力電圧VOUTの起動はTK/SSピンの電圧によって制御されます。TK/SSピンの電圧が0.6Vの内部リファレンス電圧より低いと、LTC3856はVFBの電圧を0.6Vのリファレンス電圧ではなくTK/SSピンの電圧に制御します。このため、外付けコンデンサをTK/SSピンからSGNDに接続することにより、TK/SSピンを使用してソフトスタートを設定することができます。1.25μA の内部プルアップ電流源がこのコンデンサを充電し、TK/SSピンに電圧ランプを発生させます。TK/SSの電圧が0Vから0.6V （さらにそれ以上）にリニアに上昇するに従って、出力電圧 VOUTが滑らかにゼロからその最終値まで上昇します。あるいは、TK/SSピンを使用してVOUTの立ち上がりが別の電源の立ち上がりをトラッキングするようにもできます。このためには通常、別の電源からグランドに接続された外付け抵抗分割器を TK/SSピンに接続する必要があります（「アプリケーション情報」のセクションを参照）。コントローラをディスエーブルするためにRUNピンが L に引き下げられると、またはINTVCCが 3.2Vの低電圧ロックアウト・スレッショルドを下回ると、TK/SS ピンが内部MOSFETによって L に引き下げられます。低電圧ロックアウト時には、コントローラのすべてのフェーズがディスエーブルされ、外付けMOSFETがオフに保たれます。

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軽負荷電流動作

（Burst Mode動作、Stage Shedding、または連続導通）

LTC3856は、高効率Burst Mode動作、Stage Sheddingモード、または強制連続導通モードになるようにイネーブルすることができます。強制連続動作を選択するには、MODEピンを0.6V より低いDC電圧（SGNDなど）に接続します。Stage Shedding モードの動作を選択するには、MODEピンをINTVCCに接続します。Burst Mode動作を選択するには、MODEピンをフロート状態にします。コントローラがBurst Mode動作にイネーブルされているとき、 ITHピンの電圧が低い値を示していても、インダクタのピーク電流は最大検出電圧の約1/6に設定されます。ピーク電流は ISETピンによって設定することができます。平均インダクタ電流が負荷電流より大きいと、エラーアンプEAはITHピンの電圧を下げます。ITHの電圧が低下すると、内部のスリープ信号が H になり（スリープ・モードがイネーブルされ）、外付け MOSFETがオフします。スリープ・モードでは、負荷電流は出力コンデンサから供給されます。出力電圧が低下するに従ってEAの出力が上昇し始めます。出力電圧が十分低下すると、スリープ信号が L になり、コントローラは内部発振器の次のサイクルで外付けトップMOSFETをオンして通常動作を再開します。コントローラがBurst Mode動作になるようにイネーブルされていると、インダクタ電流は反転することができません。インダクタ電流がゼロに達する直前に、逆電流コンパレータ IREVが外付けボトムMOSFETをオフし、インダクタ電流が反転して負になるのを防ぎます。したがって、コントローラは不連続の動作をします。強制連続動作では、インダクタ電流は軽負荷または大きな過渡状態で反転することができます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様に、ITHピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負荷での効率がBurst Mode 動作の場合よりも低くなります。ただし、連続モードには出力リップルが小さく、オーディオ回路への干渉が減るという利点があります。 MODEピンがINTVCCに接続されていると、LTC3856は軽負荷ではStage Sheddingモードで動作します。コントローラはチャネル2をオフし、チャネル１の電流利得を増加させて滑らかに移行するようにします。コントローラはITHの電圧が0.5V を下回るとStage Sheddingモードに移行しますが、このスレッショルドはISETピンによって設定することができます。このモードでは、インダクタ電流は反転することができません（不連続動作）。非常に軽い負荷では、電流コンパレータは数サイクルにわたってトリップしたままになることがあり、外付けのトップMOSFETを同じサイクル数だけオフ状態に強制する（つまり、パルスをスキップする）ことがあります。このモードでは、 Burst Mode動作に比べて出力リップルとオーディオ・ノイズが小さくなり、RF干渉が減ります。低電流では強制連続モードより高い効率が得られますが、Burst Mode動作ほど高くはありません。 マルチチップ動作（PHASMD_ピンとCLKOUT_ピン） LTC3856の2つのチャネルは180 位相がずれており、マルチフェーズ動作を行います。この構成により、ほとんどの高電流アプリケーションに十分な電力を供給することができます。一方、より高電力のアプリケーションに対しては、LTC3856は PolyPhaseやマルチチップの動作をするように構成することができます。LTC3856はPHASMDピンとCLKOUTピンを備えており、表1に示すように、複数のLTC3856を位相をずらして動作させることができます。CLKOUT信号は、PHASMDピンの設定に従ってコントローラのフェーズ1を基準に位相がずれます。ただし、Stage Sheddingモードでは、CLKOUT信号は、コントローラのフェーズ1を基準に180 位相がずれます。 表1.

PHASMD GND FLOAT INTVCC

Phase 1 0° 0° 0° Phase 2 180° 180° 240° CLKOUT 60° 90° 120° 周波数の選択とフェーズロック・ループ （FREQピンとPLLINピン） スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間のトレードオフになります。低周波数動作では、MOSFETのスイッチング損失が減少するので効率が向上しますが、出力リップル電圧を低く保つには大きなインダクタンスや容量が必要になります。

動作　

（機能図を参照）

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LTC3856

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3856f PLLINピンを外部クロック・ソースによってドライブしていない場合、FREQピンを使用してコントローラの動作周波数を 250kHz∼770kHzに設定することができます。FREQピンから 10μAの高精度電流が流れ出しているので、SGNDとの間に1 本の抵抗を接続することによってコントローラのスイッチング周波数を設定することができます。FREQピンの電圧とスイッチング周波数の関係を表すグラフが、後の「アプリケーション情報」のセクションで示されています。 LTC3856はフェーズロック・ループ（PLL）を備えており、内部発振器をPLLINピンに接続された外部クロック・ソースに同期させます。LTC3856にはPLLループ・フィルタ・ネットワークが内蔵されています。このフェーズロック・ループは、250kHz∼ 770kHzの範囲内の任意の周波数にロックすることができます。周波数設定抵抗を必ず接続し、外部クロックにロックする前のコントローラの初期スイッチング周波数を設定します。 差動アンプによる出力電圧の検出 LTC3856は、真のリモートセンスが必要なアプリケーション用に低オフセット、ユニティゲイン、広帯域幅の差動アンプを備えています。負荷コンデンサの負荷を直接検出すると、高電流、低電圧のアプリケーションの安定化に大きな利点が得られます。このようなアプリケーションでは、基板上の配線による損失が全誤差のかなりの部分を占めることがあります。 LTC3856の差動アンプの標準的な出力スルーレートは2V/μs です。このアンプはユニティゲインに構成されています。つまり、 DIFFPとDIFFNの差はSGNDを基準にしたDIFFOUTに変換されます。 DIFFPおよびDIFFNのPCBトレースは、出力コンデンサの端子または基板上のリモートセンス・ポイントまで互いに並行になるように注意して配線する必要があります。また、これらの敏感なトレースは回路内のどの高速スイッチング・ノードからも離します。理想的には、DIFFPおよびDIFFNのトレースは低インピーダンスのグランド・プレーンによってシールドし、信号品質を維持します。差動アンプを使用するときの最大出力電圧はINTVCC1.4V （標準で3.6V）です。差動アンプはこれより高い電圧で使用しないでください。 パワーグッド（PGOODピン） PGOODピンは内部NチャネルMOSFETのオープンドレインに接続されています。VFBピンの電圧が0.6Vのリファレンス電圧から 10%の範囲を外れると、MOSFETがオンしてPGOODピンを L に引き下げます。RUNピンが1.22Vを下回るか、または LTC3856がソフトスタート・フェーズとトラッキング・フェーズのいずれかの場合にも、PGOODピンは L になります。VFBピンの電圧が 10%のレギュレーション範囲内に入ると、MOSFET がオフするので、外付け抵抗によってこのピンを最大6Vの電源までプルアップすることができます。VFBがレギュレーション範囲内に入ると、PGOODピンは直ちにパワーグッドを示します。ただし、VFBがレギュレーション範囲から外れるときは、 20μsの内部パワーバッド・マスクが働きます。 出力過電圧保護 過電圧コンパレータOVは、過渡的なオーバーシュート（>10%）や、出力に過電圧を生じる恐れのあるより深刻な状態からデバイスを保護します。このような場合、過電圧状態が解消されるまでトップMOSFETはオフし、ボトムMOSFETはオンします。 低電圧ロックアウト LTC3856には、低電圧状態の場合にコントローラを保護するのに役立つ2つの機能が備わっています。高精度UVLOコンパレータは常時INTVCCの電圧をモニタして、ゲート・ドライブ電圧が適切であることを確認します。INTVCCが3.2Vより低くなると、スイッチング動作をロックアウトします。INTVCCに乱れが生じたときの発振を防ぐため、UVLOコンパレータには600mV の高精度ヒステリシスがあります。低電圧状態を検出するもう1つの方法はVIN電源をモニタすることです。RUNピンには1.22Vの高精度ターンオン・リファレンスが備わっているので、VINが十分高いとき、VINに接続した抵抗分割器を使用してデバイスをオンすることができます。RUNピンの電圧が1.22Vを超えると、余分の4.5μAの電流がRUNピンから流れ出します。RUNコンパレータ自体には約 80mVのヒステリシスがあります。抵抗分割器の値を調節することにより、RUNコンパレータの追加のヒステリシスを設定することができます。VINの低電圧を高精度に検出するには、VIN を4.5Vより高くする必要があります。

動作　

（機能図を参照）

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LTC3856

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3856f

アプリケーション情報

このデータシートの最初のページの「標準的応用例」は LTC3856の基本的なアプリケーション回路です。LTC3856は DCR（インダクタの抵抗）による検出または低い値の抵抗による検出のどちらかを使用するように構成することができます。2 つの電流検出方式の選択は、主としてコスト、消費電力および精度の間の設計上のトレードオフになります。DCRによる検出は高価な電流検出抵抗を省くことができ、特に高電流のアプリケーションで電力効率が高いので普及してきています。ただし、電流検出抵抗はコントローラの最も高精度な電流制限を実現します。他の外付け部品の選択は負荷要件に基づいて行い、（RSENSEが使用されている場合には）RSENSEとインダクタ値の選択から始めます。次に、パワーMOSFETを選択します。最後に、入力と出力のコンデンサを選択します。 電流制限の設定 ILIMピンは3レベル・ロジック入力で、コントローラの最大電流制限値を設定します。ILIMを接地するか、フロート状態にするか、INTVCCに接続すると、最大電流検出スレッショルドの標準値がそれぞれ30mV、50mV、75mVになります。どの設定値を使用すべきでしょうか。最良の電流制限精度を得るには、75mVの設定値を使用します。30mVの設定値では、 DCRが非常に小さいインダクタまたはセンス抵抗を使用することができますが、電流制限の精度が低下します。50mVの設定値はこれら2つの間でうまくバランスが図られています。 SENSE＋ピンとSENSEピン SENSE＋ピンとSENSEピンは電流コンパレータへの入力です。電流コンパレータの同相入力電圧範囲は0V∼5Vです。すべてのSENSE＋ピンは高インピーダンスの入力で、1μAに満たない小さな電流が流れます。電流コンパレータの正入力は高インピーダンスなので、DCRによる正確な検出が可能です。DCRによる検出を使用する場合、すべてのSENSEピンと DIFFPをVOUTに直接接続します。通常動作時にこれらのピンをフロート状態にしないように注意してください。検出ラインに共通するフィルタ部品はLTC3856の近くに配置し、検出ラインは電流検出素子の下のケルビン接続点まで互いに近づけて配線します（図1を参照）。他の場所で電流を検出すると、寄生インダクタンスと寄生容量が電流検出素子に実質的に追加され、検出端子の情報が劣化し、設定された電流制限値が予測不能になることがあります。DCRによる検出を使用する場合（図2b）、検出抵抗R1をスイッチング・ノードの近くに配置して、敏感な小信号ノードにノイズが結合するのを防ぎます。コンデンサC1はデバイスのピンの近くに配置します。 図1. 検出抵抗を使用した検出ラインの配置 COUT TO SENSE FILTER, NEXT TO THE CONTROLLER

RSENSE 3856 F01 VIN VIN INTVCC BOOST TG SW BG PGND FILTER COMPONENTS PLACED NEAR SENSE PINS SENSE+ SENSE– SGND LTC3856 VOUT 3856 F02a CF • 2RF ≤ ESL/RS POLE-ZERO CANCELLATION SENSE RESISTOR PLUS PARASITIC INDUCTANCE RS ESL CF RF RF （2a_{）電流検出に抵抗を使用} _（2b_{）電流検出にインダクタの}DCR_を使用 図2. _{電流検出の}2_{つの異なる方法} VIN VIN INTVCC BOOST TG SW BG PGND

*PLACE C1 NEAR SENSE+, SENSE– PINS INDUCTOR DCR L SENSE+ SENSE– SGND LTC3856 VOUT 3856 F02b R1 R2 C1* R1||R2 × C1 = _DCRL RSENSE(EQ) = DCR _{R1 + R2}R2 ITEMP OPTIONAL TEMP COMP NETWORK RP RNTC RS

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LTC3856

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アプリケーション情報

小さな値の抵抗による電流検出 ディスクリート抵抗を使用した標準的な検出回路を図2aに示します。RSENSEは必要な出力電流に基づいて選択します。電

流コンパレータの最大スレッショルドVSENSE（MAX）はILIMの

設定値によって決まります。電流コンパレータの入力同相範囲は0V∼5Vです。インダクタ電流のピークは電流コンパレータのスレッショルドによって設定され、最大平均出力電流IMAX はインダクタ電流のこのピーク値よりピーク・トゥ・ピーク・リップル電流∆ILの半分だけ小さい値になります。検出抵抗の値を算出するには次式を使用します。 R V I I

SENSE SENSE MAX

MAX L = + ( ) ( ) ∆₂ 電流検出ループ内ではPCBノイズが生じる可能性があるの

で、適正なSN比を得るには、設計で∆VSENSE = ∆IL • RSENSE

のAC電流検出リップルもチェックする必要があります。一般に、PCBレイアウトに問題がない場合、RSENSEまたはDCRのどちらによる検出を使用するアプリケーションにも、出発点の控えめな値として10mVの∆VSENSE電圧を推奨します。従来の電流モード・コントローラでは、最大検出電圧が十分高く（たとえば、LTC1628/LTC3728製品ファミリでは75mV）、センス抵抗の寄生インダクタンスの電圧降下は比較的小さな誤差でした。ただし、今日の最高の電流密度のソリューションでは、検出抵抗の値は1mΩに満たないことがあり、ピーク検出電圧がわずか20mVになることがあります。さらに、最大1MHzの動作でインダクタのリップル電流が50%を超えることも普通になってきています。これらの条件では、検出抵抗の寄生インダクタンスの電圧降下はもはや無視できません。ディスクリート抵抗を使用した標準的な検出回路を図2aに示します。従来のコントローラでは、PCBの検出トレースに結合した容量性および誘導性のノイズの影響を低減するのに、デバイスの近くに配置した小さなRCフィルタが一般に使用されていました。標準的なフィルタは並列の1000pFコンデンサに接続された2本の直列10Ω抵抗で構成され、時定数は20nsになります。この同じ RCフィルタを（小さな修正を加えて）使用して、寄生インダクタンスが存在するときの電流検出信号の抵抗成分を抽出することができます。例として、100%負荷で動作している1.2V/15Aのコンバータの2010のフットプリントの2mΩの検出抵抗の両端の電圧波形を図3に示します。この波形は純粋に抵抗性の成分と純粋に誘導性の成分を重ね合わせたものです。これは、差動測定を行うため、オシロスコープの2つのプローブと波形計算を使用して測定しています。インダクタのリップル電流とトップ・スイッチのオン時間およびオフ時間の追加測定に基づき、次式を使用することによって0.5nHの寄生インダクタンスの値が求められています。 ESL V I t t t t ESL STEP L ON OFF ON OFF = ∆ + ( ) • （1）寄生インダクタンスを検出抵抗で割った値（L/R）に近くなるようにRC時定数を選択すると、その結果得られる波形は、図4 に示すように再び抵抗性になります。低い最大検出電圧を使用するアプリケーションの場合、寄生インダクタンスに関して検出抵抗のメーカーのデータシートをチェックします。データ 500ns/DIV VSENSE 20mV/DIV 3856 F03 VESL(STEP) 500ns/DIV VSENSE 20mV/DIV 3856 F04 図3. 検出抵抗の両端で 直接測定した電圧波形 図CF = 1000pF4. 検出抵抗フィルタの後で測定した電圧波形。、RF = 100Ω

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LTC3856

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3856f

アプリケーション情報

が存在しない場合には、検出抵抗の両端で電圧降下を直接測定してESLステップの大きさを求め、式1を使用してESLを決定します。ただし、フィルタをかけすぎないでください。RC時定数をインダクタの時定数以下にして∆VSENSEのリップル電

圧を十分高く保ちます。この式は一般に、IMAX>10Aで値の小

さなインダクタが使用されている高密度/高電流のアプリケー

ションに当てはまります。IMAX<10Aのアプリケーションでは、

RFを10Ω、CFを1000pFに設定します。これは妥当な出発点になります。フィルタ部品はデバイスの近くに配置する必要があります。正と負の検出トレースは差動ペアとして配線し、検出抵抗にケルビン接続する必要があります。 インダクタのDCR_{による電流検出} 高負荷電流で可能な限り高い効率を必要とするアプリケーションでは、図2bに示すように、LTC3856はインダクタのDCR 両端の電圧降下を検出することができます。インダクタのDCR は小さな値の銅のDC巻線抵抗を表し、最近の値が小さい高電流インダクタでは1mΩより小さいことがあります。このようなインダクタを必要とする高電流のアプリケーションでは、検出抵抗による導通損失はDCRによる検出に比べて効率を数ポイント低下させることがあります。外部のR1||R2 • C1時定数が正確にL/DCR時定数に等しくなるように選択すると、外付けコンデンサ両端の電圧降下はインダクタのDCR両端の電圧降下にR2/（R1＋R2）を掛けたものに等しくなります。目標とする検出抵抗の値よりDCRが大きなアプリケーションでは、R2によって検出端子両端の電圧のスケールを調整します。外付けフィルタ部品を適切な大きさにするには、インダクタのDCRを知る必要があります。これは高性能のRLCメーターを使用して測定することができますが、DCRの許容誤差は常に等しいとは限らず、温度によって変化します。詳細については、メーカーのデータシートを参照してください。「インダクタ値の計算と出力リップル電流」のセクションのインダクタ・リップル電流値を使用すると、目標とする検出抵抗値は次のようになります。 R V I I

SENSE EQUIV SENSE MAX

MAX L ( ) ( ) ( ) = +∆ 2 アプリケーションが全動作温度範囲にわたって最大負荷電流を供給できるようにするには、「電気的特性」の表の最大電

流検出スレッショルド（VSENSE（MAX））の最小値（ILIMピンの

状態に応じて、25mV、45mVまたは68mV）を選択します。次に、インダクタのDCRを決定します。通常20 Cで規定される最大値がメーカーによって与えられていれば、それを使用します。抵抗の温度係数が約0.4%/ Cであることを考慮してこの値を増加させます。TL（MAX）の控えめな値は100 Cです。インダクタの最大DCRを望みの検出抵抗値にスケール調整するには、次の分割器の比を使用します。 R R DCR at T D SENSE EQUIV MAX L MAX = ( ) ( ) C1は通常、0.047μF∼0.47μFの値を選択します。これにより、 R1||R2が約2kに強制されるので、SENSE+ピンの 1μAの電流によって生じる可能性がある誤差が減少します。TL（MAX）は最大インダクタ温度です。等価抵抗R1||R2は、室温のインダクタンスと最大DCRに対して次のようにスケール調整されます。 R R L DCR at C C 1 2 20 1 || ( ) • = ° 検出抵抗の値は次のようになります。 R R R R R R R R D D D 1 1 2 2 1 1 = = − || _; •

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LTC3856

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3856f LTC3856は、NTC温度センサを使用することによってDCRに対する温度補償を行う回路も備えています。詳細については、「インダクタのDCRによる電流検出の温度補償とITEMPピン」のセクションを参照してください。 R1の最大電力損失はデューティ・サイクルと関係があり、連続モードのとき最大入力電圧で生じます。 P R V V V R

LOSS 1= IN MAX ₁OUT OUT

−

(

( )

)

• R1の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷時に高い効率が必要な場合、DCRによる検出と検出抵抗のどちらを使用するかを決定するときにこの電力損失を検討します。軽負荷での電力損失は、R1によって余分のスイッチング損失が生じるため、検出抵抗を使用するよりDCRネットワークを使用する方がわずかに大きくなることがあります。ただし、 DCRによる検出では検出抵抗が不要なので、導通損失が減少し、重負荷での効率が改善されます。ピーク効率はどちらの方法でもほぼ同じです。電流検出信号のSN比を良い値に保つには、40%以下のデューティ・サイクルに対して10mVの最小 ∆VSENSEを使用します。DCRによる検出のアプリケーションでは、実際のリップル電圧は次式で決まります。 ∆V = V −V R C V V f

SENSE IN OUT OUT

IN OSC 1 1• • インダクタのDCRによる電流検出の 温度補償とITEMPピン インダクタのDCRによる電流検出は、瞬時の電流を検出し、損失を生じません。したがって、高出力電流のアプリケーションで高効率が得られます。ただし、銅のDC巻線抵抗の値が小さいインダクタのDCRは通常、正の温度係数を持っています。インダクタの温度が上昇するに従って、DCR値が増加します。その結果、コントローラの電流制限値が低下します。 LTC3856は、インダクタの近くにNTC温度検出抵抗を配置してこの誤差をアクティブに補正することによってこの不正確さに対処する手法を備えています。ITEMPピンをフロート状態のままにすると、約5Vの電圧になってDCR温度補償がディスエーブルされます。ITEMPピンからは10μAの高精度定電流が流れ出します。ITEMPピンからSGNDにNTC抵抗を接続することにより、次式に従い、全温度範囲での最大電流検出スレッショルドを変更することができます。

V_{SENSEMAX ADJ} V_{SENSE MAX} VITEMP

( )= ( )•1 8. –_{1 3}_. ここで、 VSENSEMAX（ADJ）は、全温度範囲での最大調整電流検出スレッショルドです。 VSENSE（MAX）は「電気的特性」の表で規定されている最大電流検出スレッショルドです。この値は通常、75mV、50mV、または30mVで、ILIMピンの設定によって決まります。 VITEMPはITEMPピンの電圧です。 ITEMPピンのDCR温度補償の有効電圧範囲は0.5V∼0.2V であり、0.5V以上ではDCR温度の補正は行われず、0.2Vで補正が最大になります。ただし、コントローラのデューティ・サイクルが25%以下になると、ITEMPの範囲は0.5V∼0Vに拡張されます。 NTC抵抗は負の温度係数を持っています。つまり、温度が上昇するに従って抵抗値が減少します。そのため、VITEMP電圧は温度が上昇するに従って低下するので、VSENSEMAX（ADJ）が上昇してDCR温度係数を補償します。ただし、NTC抵抗には非線形特性があるので、標準の抵抗を使用した抵抗ネットワークを形成することにより、その値を線形化することができます。詳細についてはNTCのメーカーのデータシートを参照してください。 NTCで補償したDCRによる検出のほか、ITEMPピンのもう1つの使用目的は、VSENSE（MAX）の値を30mV、50mV、75mVの公称値の間にくる値に調整してより高精度の電流制限を実現することです。これは、ITEMPピンに0.5Vより低い電圧を印加することによって行われます。VSENSE（MAX）は前記の式に従って変化し、同じデューティ・サイクルの制限値が適用されます。電流制限は、検出抵抗による検出またはDCRによる検出のいずれの場合も、この方法を使用して調整することができます。

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3856f NTCで補償したDCRによる電流検出 より高精度の電流制限が必要なDCRによる電流検出のアプリケーションの場合、ITEMPピンからグランドに接続したNTC サーミスタで構成されるネットワークにより、全温度範囲で電流制限の補正が行われます。このネットワークを図2bに示します。抵抗RSおよびRPにより、ITEMPから見たインピーダンスが線形化されます。NTCで補償したDCRによる電流検出を実現するには、DCRの室温での値を使用して分割器の部品の計算をする場合を除き、前の項目で述べた内容と同じ手順により、 DCR検出フィルタ・ネットワークを設計します。標準的なアプリケーションでは次のようになります。 1. 25℃でのITEMPピンの抵抗を50kに設定します。ITEMPピンから10μAが流れ出すことにより、室温でのITEMPピンの電圧は0.5Vになります。インダクタの温度が25 Cを超えると、電流制限の補正が行われます。 2. ITEMPピンの抵抗と最大インダクタ温度を計算します。この温度は通常100℃になります。以下の式を使用します。 R V µA V V ITEMP C ITEMP C ITEMP C 100 100 100 10 0 5 1 = = . − .33 2 1 2 100 25 0 4 100 • • • + • ° − ° • I DCR R R R C C V MAX MAX ( ) . SSENSE MAX( ) RPとRSの値を計算します。シンプルな方法は、以下のRSとRP の関係式を、RSをY軸に、RPをX軸にしたグラフにすることです。 RS = RITEMP25C−RNTC25C||RP RS = RITEMP100C−RNTC100C||RP 次に、両方の式を満たすRPの値を見つけます。これは曲線が交差するポイントになります。RPが分かったら、RSを求めます。 NTCサーミスタの抵抗は、メーカーのデータシートからグラフ、表のデータ、数式のいずれかの形で求めることができます。ある温度のNTCサーミスタの近似値は次式から算出することができます。 R R B T T O O = • • + − + ⎛ ⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ ⎡ ⎢ ⎣ ⎤ ⎥ ⎦ exp 1 273 1273 ここで、 R = 温度T（単位は℃）での抵抗 RO = 温度TO（標準25℃）での抵抗 B = サーミスタのB定数全温度範囲での100kのサーミスタおよびITEMPピンのネットワークの標準的な抵抗曲線を図5に示します。 NTC補償ネットワークの出発点は以下のようになります。・NTC RO = 100k ・RS = 20k ・RP = 50k ただし、最終値は前記の式を使用して計算し、25℃と100℃でチェックします。 図5. ITEMP_{ピンのネットワーク} および100kのNTCの抵抗と温度 INDUCTOR TEMPERATURE (°C) –40 RESIST ANCE (k) 1000 100 100 10 0 40 –20 20 60 80 120 0 10000 3856 F05 RITMP: RS = 20k RP = 43.2k 100k NTC THERMISTOR RESISTANCE: RO = 100k TO = 25°C B = 4334 for 25°C/100°C

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3856f 温度補償ネットワークの部品が決定したら、次式を使用してインダクタ温度に対するIMAXをプロットすることによって結果をチェックします。 I V V DCR AT C MAX

SENSEMAX ADJ SENSE

MAX = − ° • + ( ) ∆ ₂ 25 ⎡⎢1 (T_{L MAX}₍ ₎− ° •C) . ⎣ ⎤ ⎥ ⎦ 25 0 4 100 ここで、

V_{SENSEMAX ADJ}₍ ₎ V_{SENSE MAX}₍ ₎ . V VITMP A

. = • 1 8 − − 1 3 VITMP = 10µA • （RS＋RP||RNTC） VSENSE（MAX）に標準値を使用します。定数Aを差し引くことによってVSENSE（MAX）の最小値が与えられます。これらの値が表2にまとめてあります。 表2. VSENSE（MAX）の値

I_LIM GND FLOAT INTV_CC

VSENSE（MAX）Typ 30mV 50mV 75mV

A 5mV 5mV 7mV この結果得られる電流制限値は、25℃∼100℃のインダクタ温度でIMAX以上になります。 NTC補償ネットワークの標準値は以下のようになります。・NTC RO = 100k、B定数 = 3000∼4000 ・RS ≈ 20k ・RP ≈ 50k IMAXとインダクタ温度の曲線のプロットを作成する別のアプローチは、出発点としてまず上記の値を使用して、必要に応じてRSとRPの値を調整します。IMAXとインダクタ温度の標準的な曲線を図6に示します。 25℃より低い温度の補正に同様のサーミスタ・ネットワークを使用することができます。ただし、25%以上のデューティ・サイクルではVITEMPが0.2Vより高くなるようにします。そうしないと、周囲温度が上昇したときに温度補正が行われないことがあります。最も高精度の温度検出を行うには、図7に示すように、サーミスタをインダクタの隣に配置します。ITEMPピンをスイッチ・ノードに近づけないように注意してください。 図6. NTC_{温度補償を行う場合と行わない場合の、} ワーストケースのIMAXとインダクタ温度の曲線 図7. _{サーミスタの配置。インダクタ温度の高精度の検出を} 行うためにサーミスタをインダクタの隣に配置する。 ただし、ITEMP_{ピンはスイッチ・ノードおよびゲート・ドライブの} トレースから離しておく。 3856 F07 VOUT L1 SW1 L2 SW2 RNTC スロープ補償とインダクタのピーク電流 スロープ補償により、高いデューティ・サイクルでの低調波発振が防止されるので、固定周波数、電流モード・アーキテクチャの安定性が得られます。これは、40%を超えるデューティ・サイクルのインダクタ電流信号に補償ランプを追加することによって内部で実現されます。これにより、一般に40%を超えるデューティ・サイクルでは最大インダクタ・ピーク電流が減少します。ただし、LTC3856にはこの補償ランプを相殺する手法が使用されているので、全デューティ・サイクルにわたり最大インダクタ・ピーク電流は影響を受けません。 INDUCTOR TEMPERATURE (°C) –40 IMAX (A) 20 100 15 10 0 40 –20 20 60 80 120 5 0 25 3856 F06 NOMINAL IMAX RS = 20k RP = 43.2k NTC THERMISTOR: RO = 100k TO = 25°C B = 4334 UNCORRECTED IMAX CORRECTED IMAX

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3856f インダクタ値の計算と出力リップル電流 動作周波数が高いほど小さな値のインダクタとコンデンサを使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には相関関係があります。MOSFETのゲート電荷損失と遷移損失により、一般に周波数が高いほど効率が低下します。この基本的なトレードオフに加えて、リップル電流と低電流動作に対するインダクタ値の影響も考慮しなければなりません。 PolyPhase手法は、入力と出力の両方のリップル電流を低減し、個々の出力段をより低い基本周波数で動作するように最適化して効率を向上させます。インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。個々のセクション数N当たりのインダクタ・リップル電流∆ILは、インダクタンスまたは周波数が高いほど減少し、VINまたはVOUTが高いほど増加します。 ∆I V f L V V L OUT OSC OUT IN = ⎛⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ • 1– ここで、fOSCは個々の出力段の動作周波数です。 PolyPhaseコンバータでは、出力コンデンサから見た正味リップル電流は、リップルを相殺することによって個々のインダクタ・リップル電流よりもはるかに小さくなります。正味出力リップル電流の計算方法の詳細については、「アプリケーションノート77」を参照してください。異なるフェーズ構成の出力コンデンサから見た正味リップル電流を図8に示します。一定の出力電圧で、デューティ・ファクタが X軸上で10%から90%まで変化するときの出力リップル電流がプロットされています。出力リップル電流は、デューティ・ファクタがゼロのときのインダクタ・リップル電流に対して正規化されています。面倒な計算の代わりにこのグラフを使用することができます。次の場合に出力リップル電流はゼロになります。 V V k Nここで、k = 1,2,...,N1 OUT IN = パワーMOSFETと ショットキー・ダイオード（オプション）の選択 各電力段に少なくとも2個の外付けパワーMOSFETを選択する必要があります。トップ（メイン）スイッチ用に1個のNチャネルMOSFET、ボトム（同期）スイッチ用に1個以上のNチャネル MOSFETです。選択する全てのMOSFETの個数、種類、およびオン抵抗は、MOSFETが使用される実際の場所（メインまたは同期）だけでなく降圧比も考慮します。出力電圧が入力電圧の1/3より低いアプリケーションでは、非常に小型で入力容量が小さいMOSFETをトップMOSFETとして使用する必要があります。VIN>>VOUTのアプリケーションの場合、300kHzを超える動作周波数では、トップMOSFETのオン抵抗は全体的な効率にとって、一般にその入力容量ほど重要ではありません。 MOSFETメーカーは、スイッチング・レギュレータのアプリケーションのメイン・スイッチ用に、オン抵抗が適度に低く、入力容量を大幅に下げた専用デバイスを設計しています。

DUTY FACTOR (VOUT/VIN)

0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 3856 F08 6-PHASE 12-PHASE 4-PHASE 3-PHASE 2-PHASE 1-PHASE ∆ IO(P-P) _V/fLO 図8. 正規化されたピーク出力電流と デューティ・ファクタ[IRMS = 0.3（IOP-P）]