長崎大学工学部研究報告 第24巻 第43号 平成6年7月 189
アクティブフィルタのDSPを用いた高速電流制御
泉 勝弘＊・小畑 雅照＊＊
辻 峰男＊・小山 純＊
山田 英二＊・中村 道昭＊＊＊
High Speed Current Control for Active Filter with DSP
by
Katsuhiro IZUMI＊， Masateru OBATA＊＊， Mineo TSUJI＊，
Jun OYAMA＊， Eiji YAMADA＊and Michiaki NAKAMURA＊＊＊
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This paper presents a reducing method of higher harmonic currents using an active filter at an ac side of condenser input type three−phase diode bridge rectifieL The principle of the active filter is to cancel higher harmonic currents contained in load current by injecting reversed phase harmonic currents into the voltage source 3ide． The threeっhase PWM converter is connected in parallel to rectifier as an active filter．
The high speed current control strategy of PWM converter and active filter is treated． Control circut is comp6sed of DsP（TMs320c30）． The calculated results apProximately agree with the experimental values．
1．まえがき
近年，電力用半導体素子の発達によりパワーエレク トロニクスの発展はめざましいものがあり，半導体電 力変換装置の使用台数，総容量は増加の一途をたどっ ている．しかし，半導体電力変換装置が普及するにと
もない新たな問題も現れつつある1｝．
電力用半導体素子はその動作原理上波形歪みを生じ，
力率の悪化，高調波電流の発生をともなう2）．例えば，
インバータやUPSの電源として使用される一般的な コンデンサインプット形のダイオード整流回路は，パ ルス状の電源電流が流れるため，電源力率は
0．65〜0．75である．力率の悪化な効率の低下を招き，
高調波電流は系統内の機器にさまざまな悪影響を与え る．このため，従来から高調波電流の対策が考えられ てきたが，完全な解決には至っていない．
しかし現在，新しい原理の抑制機器が電力用半導体 素子の発達によって開発されつつある．それは従来の LCフィルタなどとは違い，電力用半導体のスイッチ ング作用により高調波を補償しようとするものである．
このアクティブフィルタは高調波電流，無効電流，逆 相電流などの障害電流を検出し，これと逆位相の電流
を発生させてこれを相殺したり，あるいは等価イン ピーダンスを制御して障害電流を除去する半導体電力 変換装置である．原理的に瞬時電力を自由に制御する
ものであるから，本来の高調波電流抑制だけにとどま らず，無効および有効電力の補償，過渡的な電力変動 の補償，反共振の抑制なども可能である3凶．
本論文では，電源総合力率1で正弦波電源電流かつ 直流電圧一定のアクティブフィルタの制御を目指し，
DSPを用いた高速な制御系を構成し，制御系のシミュ 平成6年4月28日受理
＊電気情報工学科（Dept． of Electrical Engineering and Computer Science）
＊＊ d気情報工学専攻（Graduate Student， Dept． of Electrical Engineering and Computer Science＞
＊＊＊ 繽B電力株式会社（Kyushyu Electric Power Co．）
ブフィルタに応用し，その有効性を示す．
2．アクティブフィルタ 2．1 原理
アクティブフィルタの原理は，負荷電流に含まれる 高調波成分を検出し，それとは逆位相の電流を発生さ せて，系統に注入することにより高調波電流をキャン セルしょうというものである3）．
Fig．1にアクティブフィルタの原理図を示す．これ は，負荷電流づムに含まれる高調波電流および無効電力 を打ち消すような補償電流歪。を注入し，電源電流ゴ。を 正弦波で力率1にしょうとするものである．
Fig．2にFig．1の高調波に対する等価回路を示す．
ここで，高調波発生源は電流源1肋と仮定し，さらにア クティブフィルタは補償電流1，を注入する電流源とし ている．高調波の検出には，
1．負荷電流検出方式 2．電源電流検出方式 鋭電圧検出方式
がある3）．
負荷電流検出方式は，負荷電流に含まれる高調波1肋 をアクティブフィルタの補償電流Icとして
Ic＝1肋 （1）
で与え，電源電流の高調波電流煽を零にしょうとする ものである．これは系統インピーダンスZ．の影響をう けにくいが，上位系統に高調波電圧y訪が存在する場 合には，受電点の高調波電圧砿を零にすることはでき
ない．
is v iL
ic
Higher Harmonic Source
流煽を検出してフィードバックゲインんで1。を与え るものである．
ノ。＝κ・1、、 （2）
これは不特定多数の高調波電流を一括して補償しよう とする場合に適している．
電圧検出方式は，砿を検出してフィードバックし，
ゲインんで増幅して補償電流1。を与えるものである．
Ic＝κ・偽 ・ （3）
これは％を零（K＝∞）にできるが，上位系統に臨が 存在する場合には，ノ。乃を零にすることはできず，臨／
Z。の高調波電流が上位系統からアクティブフィルタ に流入する．したがって，系統が強い場合にはわずか の砿が存在したとしても，アクティブフィルタの容量 が大幅に増加するという問題点がある．
2．2 電流制御系
Fig．3に三相電圧形PWMコンバータを用いたア クティブフィルタの主回路構成を示す．通常のコン バータ制御では，コンバータ入力電流ゴ。，あ，んは力率 1の正弦波に制御されるが，電力系統から考えると電 源の総合力率が1であることが望ましいので，電源電 流観，偏，づ、ωを力率1の正弦波にする方法について考
える．したがって，Fig．4に示すように電源は負荷へ 有効電流のみを供給し，負荷の無効電流および高調波 電流はコンバータより供給する．ここでコンバータ入 力電流の指令値を与える場合，電源角速度に同期した d−q座標系で考える．
アクティブフィルタではd刈変換された負荷電流 砺の交流成分と砺を補償することになる．勧は1／T 2〜1／：τ1の，ゴL，は0〜1／71の周波数成分をそれぞれ
Active Filter
，h〜
Fig．1 Principle of active filter．
乞s i，h マh lLh
↑
L8，Rs
i6u
Ic
Active Filter
↓盤臨ic
Source
Lr，Rr
iLU i6v
isw
iLV iLW
CL RL
」L・R@iu
iv iw
」 Vu
」
」 v▼
」
」
Vw
Fig．2Equivalent circuit for harmonic compo−
nents．
v、c↑ C
Fig．3Main circuit configuration of active filter．
アクティブフィルタのDSPを用いた高速電流制御
8
葺
8
Active Current
Reactive Current Ha㎜onic Current
儲
3
葦 お き
8
Fig．41dealとurrent compensation．
通過させるフィルタを通すことで，補償すべき電流成 分臨d，臨qを次式で計算する．
晦（・）一（、＋論＋乃、）磁（・）r（4）
1
ゴLq（s） （5）
ゴLゐq（s）＝
1十ハs
一方，有効電流ゴ癩の指令値は直流電圧誤差にPI演算 を施すことによって次式で得られる．
ガ轟縄一翫＋去雁一吃）諺｝（6）
したがって，コンバータ入力の指令電流ε＊は（4）式の 電流から（6）式の電流を差し引いて次式のように与え
られる．
が一m劉一r；1：：］ （7）
コンバータの電圧指令値。＊は電流誤差にPI演算 を施すことによって次式で得られる．
が一門｛ε＊一ε＋i熟だノそε＊一の4 ｝ （8）
この。＊に相当したPWMパターンを与えることに よって電流制御が実施される．
3．三相電圧形PWMコンバータの数式モデル 電源電圧をε。，ε。，θω，コンバータ側の電圧を砺，
砺，砺，入力電流を毎戸莇とすると，次式が成り
立つ5）．
「；；1一「；IH；／ 働
ただし，ρは微分演算子，Lは三相電源とコンバータ間
q U
θ
d
V W
Fig．5 d−q axis．．
191
に挿入されたインダクタンス，1ぞはその巻線抵抗であ
る．
ここで，電源は線間電圧実効値をE，電源角周波数 をωの平衡三相電圧であるとすると，電源電圧は次式 で表される．
「ilHil測 ・㈹
ただし，θ＝碗十θo
Fig．5に示すような，θで回転するd−q座標系を考 える．（9），（10）式をd−q軸量に変換すると6），
6＝羅＋五ρぽ＋ノω石＋♂ （11）
θ・＝E （12）
ただし，θ＝θd十ノθq，か＝砺十ノ砺，ゴ＝あ十ノあ
となり，電源電圧はd軸方向で大きさが電源線間電圧 の実効値Eに等しいベクトルとなる．（11）式より次式
が得られる7》．
ρげ一一瀬＋圭（6一の （13）
翻為］［；：F壬r＝；1］伽）
三相電流とd−q軸電流の関係は
1掴ii糠iil＝1；11［；1］
（15）
で与えられる．ここで，電流のq軸成分は無効分を表 すので，制御の目的をあ＝0とすることにより次式を
得る．
1トii論＝箏1レ⑤
→IU Vu
VV 3φPWM
bohverter
Vdc
VW C
1d
■
@ lu● ●
1α
σ1V iL
Phase
cetector Pq Rot． ・1β UVW一dq
@Trans．
PWMfeneratQr
馬Vdc＊．雫
θ
1／Vヒc
＊ud ＊麻ｿ
Pd。＊ 十 十一 Vbltage
@ PI d−PI ＊
麻ﾀ U鴨一dq
srans．
＊uq Rot．
一 十
q一．PI・
k1「
（ ＊ ＊ ＊VU，yv，yw）
RL
Fig．6Block diagram of voltage so廿rce．PWM converter．
225
（10）式と比較すると，電圧と電流には位相差がなく，
力率1が達成できる．
コンバータでの損失が無いとき，コンバータ瞬時出 力電力ρ。は
1》c＝1〜θ（θz） ． （17）
であり，出力直流電圧をOd，，負荷電流を乱とすれば，
ρ。＝θd。（左＋C勿d。） （18）
と表せるので，出力直流電圧は，次式により表現でき
る7）．
〃dゴ4十〃9ゴ9 ゴL
勿dC＝・：
αdc C
（19）
4．コンバータのシミュレーション
制御周期を260．54sec，電源の線間電圧実効値E＝
85V電源周波数60Hzとして三相電圧形PWMコン
バータのシミュレーションを行った．この制御ブロッ ク図をFig．6に示す．
Fig．7はPI制御でコンバータを制御し，出力電圧指 令を150から200Vにステップ状に変化させた時の応 答を示したものである．出力電圧は約50msで出力電 圧指令値に追従していることがわかる．また，d軸， q 軸の電流もステップが入ると変化が見られるが，約50 msでd軸電流は一定値， q軸電流はOAとなってい る．また，入力電流は直流電圧が変化しても正弦波状 の波形が得られ，電源電圧と位相差がなく力率が1に 保たれている．
署
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150 125
225 ユロロ1塒
150
125
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o 一50 冒100
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蚕・・
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［50ms／div］
Fig．7Simulation results．
5．実験結果
アクティブフィルタの電流制御システムにDSPを 用いた構成図をFig．8に示す．このシステムでは，ホ ストコンピュータのPC−9801VmのCPUをメインプ ロセッサとし，システムの主回路であるコンバータの スイッチング素子にはIGBT（三菱PM75RHAO60）を 使用している．制御回路はDSP（T．1社製TMS−
320C30）を中心に構成し，検出器として電源位相を検
アクティブフィルタのDSPを用いた高速電流制御 193
Synchm血izing 3φ200V
Signa1 Syncbronizi且9・
唐奄㊨ﾁI
fenerator DSP BUS−
rTD 8US
・狽・窒・≠モ
TMS320C30 cSP Board cSP4200
4 C血annel P2 bits
̀ID Converter LPF
LL
Host bomputer
L一L
PWMfeneratOI Gate A加P．
L
8 CLanne1 P2 bits
cIA Converter 2200μF
Counter
oCC120 Photo＿モ盾浮垂撃・ VIF bonverfer
Fig．8System configuration of active fil㌻er．
出する位相検出回路，コンバータへの入力電流を検出 する電流検出回路，・およびコンバータの出力電圧を検 出する直流電圧検出回路で構成されている．DSPでは これらの検出値をもとにPI演算をし，この演算した 値をPWMパターン発生回路に送る．この回路からの PWM信号により，ゲートドライブ回路を通して
IGBTをスイッ．チングする．
以上のようにシステムを構成することにより，これ までの制御システムと大きく違って全過程がディジタ ル量で行われ，ソフトウェア化することができる．
これによりソフトウエア上で定数等を変更でき，制 御方法の変更が容易にできる．
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〔20ms／div〕
Fig．9Stφresponse vげaveforms of d−q akis cur−
rent．
5．．ユ 三相電圧形PWMコンバータ
制御対象には，定格220V，100Wの電球負荷10個を並 列に接続している．電球負荷には，流れる電流によっ て抵抗値が非線形に変化する特性がある．
また，電源電圧θ。。は85V，平滑リアクトルLは10 mH，出力側のコンデンサの容量は2200μF，制御周期 Tは260．5μsの条件で実験を行った．
Fig．9とFig．10は，直流電圧指令値罐。を150Vか ら200Vにステップ応答させた時のd， q軸電流ゴd，ゴg の応答波形と電源電圧εあと相電流」．の応答波形を示 す．出力電圧 4，は約40msで直流電圧指令値に追従し ていることがわかる．また，「d，q軸電流もステップが 入ると変化が見られるが，約50msでd軸電流は一定 値，q軸電流はOAとなっている．相電流は直流電圧が
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Fig．10
［20ms／div］
Step response waveforms of thr6eっhase voltage and current．
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［5ms／div】
Fig．11 Steady−state waveforms of three−phase voltage and current．
変化しても正弦波状の波形が得られ，電源電圧と位相 差がなく，力率が1に保たれている．
Fig．11は，コンバータの定常状態時の直流電圧指令 値η沓，，出力電圧応答θd，および電源電圧θ。。，コンバー
タ入力電流あの波形を示している．
直流電圧指令値は200Vとしている．出力電圧は，出 力電圧指令値に従って200Vで一定である．また，電源 電圧と入力電流は30度の位相差であり，かつ正弦波状 の波形となっている．
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尊。
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Fig．12
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［5ms／div】
5．2 アクティブフィルタ
アクティブフィルタを動作させる前に，電流補償の 実験を行った．負荷電流ゴLを検出してくるのではな く，d軸高調波電流ゴLhdの代わりに1．5A相当の矩形波 を電圧PI演算の出力に外乱として加え， q軸電流臨q をOAとした時の応答を確認した．三相電源電圧は100 V，平滑リアクトルLは10mH，三相電圧形PWMコ
ンバータ出力側のコンデンサ容量は2200回目，制御周期 Tは260．5μs，直流電圧指令値y 糞。は200Vで実験を 行った．
Fig．12はこの時のd−q軸外乱ゴ伽，ゴLゐq， d−q軸電 流指令値踏，湾およびd−q軸補償電流あ，あの波形で ある．d軸補償電流は電流指令値に追従しているが，電 流指令値に対して立ち上がりで約0．5ms，立ち下がり で約1．5msの遅れが生じている．また， q軸補償電流は ほぼOAであるが矩形波の立ち上がり，立ち下がりで 振動している．
Fig．13は外乱と補償電流を三相量で表したときの 応答波形である．補償電流窃，あは外乱f伽，ゴL励を打 ち消すような逆相の電流となっている．しかし，外乱 と補償電流の間に約1msのズレが生じている．
Fig．14は直流電圧指令値θま。を180vから200vに
Response waveforms of d−q axis current to disturbance．
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［5ms／div］
Fig，13 Response waveforms of three−phase cur−
rent to disturbance．
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匹1≡【・一・ 1 「 M L，
i
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M 層
1
［50ms／div］
Fig．14 Experimental step response waveforms，
ステップさせた時の直流電圧θd。，d軸補償電流あ， q 軸補償電流あの応答波形である．直流電圧応答は約50 msで直流電圧指令値に追従し，直流電圧制御も実現
アクティブフィルタのDSPを用いた高速電流制御 195
ゴ。
期
定4 〇 三 〇 一4．0 4．0霜 三 〇
一 Q4，0
［5ms／div］
Fig．15 Experimental current waveforms．
することができた．
次に，アクティブフィルタを実際に動作させた時の 各部の応答波形を示す．制御対象には，三相電圧形 PWMコンバータと並列にコンデンサ入力形三相ダイ オードブリッジを高調波発生源として接続している．
三相ダイオードブリッジには，定格220V，100Wの電 球負荷を10個接続している．また，三相電源電圧は50 V，平滑リアクトルLは10mH，ダイオードブリッジと 三相電圧形PWMコンバータ出力側のコンデンサ容 量は2200μF，制御周期丁は260．5μsで実験を行った．
制御プログラムはDSPアセンブラで作成され，制御 演算時間と入出力時間の和は73．0μsであった．
Fig．15は，アクティブフィルタを動作させた時のづ ωとあおよび電源電流偏の波形である．ゴ。は痂の高 調波成分と逆相の電流となっていて，観の高調波成分 は補償される．しかし，アクティブフィルタの出力部 は10mHのりアクトルを使用しているため，位相のズ レが生じ，偏は正弦波交流になっていない．
とで，負荷電流の高調波成分とは逆相の補償電流が得 られ，電源電流が正弦波交流に近づくことを確認した．
また，遅れは制御周期の2倍程度であり，高速電流制 御が達成できた．
参考文献
1）大西・山内：「電源瞬時電力脈動低減方式アクティ ブフィルタ」，電学論D，111，921（平3−11）
2）S．K． Biswas， B． Basak＆M． M． Swamy： A Three−Phase Half−Controlled Rectifier with Pulse Width Modulation ， IEEE Trans． on IE，
38，121 （1991）
3）電力用アクティブフィルタ調査専門委員会：「電 力用アクティブフィルタ技術」，オーム社，（1990）
4）彰・木幡・赤木：「並列形アクティブフィルタと 直列形アクティブフィルタの補償特性の検討」，電 学論D，113，33（平5−1）
5）竹下・岩崎・松井：「三相PWMコンバータのパ ラメータ変動を考慮した電流制御法」，電学論D，
107，1339（昭和62−11）
6）辻・山田・小山・泉：「三相誘導機の2軸理論の 応用」，長崎大学工学部研究報告，14，22（昭和59 −1）
7）山田・辻・泉・福島・小山：「DSPを用いた電圧 形コンバータ系の高速制御の一方法」，平5電気関 係学会九支連大，No．405
6．あとがき
本論文では，力率1で正弦波交流電流かつ直流電圧 一定の三相電圧形PWMコンバータの制御および電 源総合力率1で正弦波電源電流かつ直流電圧一定のア クティブフィルタを，DSPを用いた制御系で構成し
た．
三相電圧形PWMコンバータ制御においては，力率 1で正弦波交流電流かつ直流電圧一定の結果が得られ た．また，過渡時においては高速電流制御性を失うこ となく，定常時の電流波形を改善でき，電圧指令に対 する応答も通常のPI制御で約40msと高速応答も実
現できた．
アクティブフィルタにおいては，直流電圧一定のも
