高周波インバータの特性

U.D.C.る21.314.572.029.5l:d2l.314.d3.07

高

周

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CharacteristicsofHigh血equencyInverter

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人**

Fayato Takabayashi

要

旨

現在サイリスタを用いた高周波インバータの実用的な動作周波数は,数十キロヘルツまでと考えられていた が,本稿では100kHz以上,数百ワットの電源を試作し,その諸特性を示した｡特にサイリスタのターンオン 損失およびタイムシェアリングインバータの出力限界について検討した｡ その結果,サイリスタ電流とスイッチング損失の間には簡単な実験式が成り立ち,回路損失の大部分をスイ ッチング損失が占めていることが明らかになった｡

l.緒

言 現在サイリスタの応用分野は商用周波からしだいに高周波へと広 がっており,サイリスタインバータを高周波電源に応用しようとす る試みが行なわれるようになってきた｡高周波イソバータとしては 一般に自然転流方式の直列インバータがよく知られているが,その 動作周波数はターンオフタイムで決まり,約20kHzが限度であっ た｡1963年トムプソソ氏(1)(2)はタイムシェアリソグインバータに より50kHz,100Wの電源を報告している｡本稿はさらに高い周 波数を目標として100kHz以上,数百ワットの電源を試作し,サ イリスタの高周波応用の基礎資料を得ることを目的とするもので, 特にターンオン時のサイリスタの損失おぴタイムシェアリングイン バータの出力限界について検討した結果を述べる｡ 2.タイムシェアリングインバータ 2･1タイムシェアリングインパークの動作説明 タイムシェアリングインバータは基本的には直列イン/ミ一夕で, その組合せによりターンオフタイムによる動作周波数の制約を受け ない方式である｡この方式の代表的な三つの回路ほ(3), (1)直列インバータのコンデンサカップリング方式 (2)直列インノミータのトランスカップリング方式 (3)自然転流形チョッパ回路の並列接続方式 である｡方式(2)ではトランスの漏れリアクタンスが回路動作に影 響する｡また,方式(3)はサイリスタの個数が多くなる｡本稿では 図1に示す方式(1)を採用した｡サイリスタは図lの番号順に点弧 され,各サイリスタの逆電圧期間はそれと直列に接続されているサ イリスタが点弧するまでの期間である｡したがって直列インバータ のユニット数乃♪と出力周波数′とターソオフタイム′｡ffの問には 次の関係がある｡ 乃ク≧2′g｡ff＋1 (1) 図1のユニット数,才p=5ほ′=100kHz,g｡ff=16〃Sとして(1) 式より得られる｡このインバータの特徴は同時に2個以上のサイリ スタが通電しても運転可能であり,回路のリアクトルとコンデンサ の共振周波数ほ必ずしも出力周波数に限定されないことである｡む しろサイリスタ電流を重ねることにより,電圧波形を改善すること ができる｡また,サイリスタ電流に重なりがない場合,タイムシェ アリングインバータの回路動作は直列イソバータと同じであるが, 転流コンデンサの電圧が電源電圧と負荷電圧の最大値の和より高い 電圧に保持されるという制約条件が付加されている｡ * 日立製作所日立研究所 ** 日立製作所日立研究所工学博士 E血 17'3 9 5 L RL｡C L 628410 図1 _{タイムシェアリングインバータ回路} 表1 _{サイリスタCRO3VEの定格と記号} 記 号 CRO3VE 平 均 順 電 流 最 大 順 芯 流 上 _{昇 率} せ ん _頭順,逆 阻止 電 圧 タ ー ン オ _フ タ イ ム 最 大 順 電 圧 上 昇 率 t I仙恥tOfr州 16A 30A/〝S 400V 15/JS 50V/〃S 2.2 _{回 路 設 計} サイリスタ電流に重なりがないとして導出されたトンプソン氏の 式により回路定数を決定する｡ いま,出力電力Ⅳ,出力周波数′,入力電圧&｡,入力電力P, 効率ワとし,負荷抵抗月,負荷リアクトルエ0,転流コソデンサC 転流リアクトルエ,ならびに回路のQ

O=(去v′攣)

を与えるとサイリスタ電流の最大値才ざタ,負荷電圧の最大値〝々アな どの問には次の関係がある｡ P=町/ヮ… 言5ク=汀+町且7｡.‥‥ 足=2仲γ才5♪2.… 即即=ガg5P C=1/(27rQ′月) エ=0月/2汀′.…‥ ..(2) (3) (4) ‥(5) (6) (7) 次にこの回路の制限条件を示す｡記号は表1に説明されている｡ オ｡ff<1/〔2′(〝♪-1)〕 ₍₈₎ ムp>才5P……‖.…. ‥‥.…,(9)

lち>&ノ2＋〃ガタイ否午i

‥..(10)

血/d′>2汀′伽ノ軒i‥………‖

…‥‥…‥…….(11) んp:サイリスタ正弦波電流最大値の許容値,3.2参照 コンデンサの充電電圧が如月Pであるから,サイリスタの逝電圧 11

330 〈芭打昏蕎 (∽ヱ ヒご区営世辞繋 0 0 1 日 立

_評

_論

数 定 各 ロん山 回 と 件 粂 {疋 設 2 蓑 設 定 条 件 回 終 定 数 Wf恥ワQ¶ ハU nハ) ■‖LU 一月｢ (5出-糧担尺玉 (S増一挺固岩槻只べ

+■.卜

0 6 2 00 A-2 1 1 (己ぞr出田只召 (W) (kHz) (Ⅴ二)

＼

× 5 3 0 ハ臥 0 仇 〇.､ 1. 1 5 0 0 C L R L EJ｡=4肌r R=1･65〔三 t｡r｡√ ＼-ノ ､■一 げ畑か 畑 VR 】R Id｡ X＼＼×--¶､ 0 30 60 90 120 周波数f(kHz) 図2 _{周波数′に対するインバータの特性} 50卜 100 糾 60 如 20 (芭 た掛禄.(ヒ リぶ出師墟墟只Y

■+.■■■.トト

(U (U ∧U ハリ 4 3 2 .■ (己ぞr出師茶器

■+トト

8 6 4 ゥ山 (S｡ご溝田演悩長Y E血 VR 工dr f=83kHz IR=7.0(A) りの計算値 150 ￣0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 負荷抵抗R(虫) 図3 負荷抵抗ガに対するインバータ特性 を保持するためには Q即ガ♪>且∫ノ2＋〃月P…. ‥(12) 設定条件およぴ(2)∼(12)式に従って決定した回路定数ほ表2に 示すとおりである｡なおCRO3VEの定格は表lに示されている｡ 2.3 _{インバータの特性} 図1によるインバータ特性を示したのが図2,3である｡一例と して動作周波数100kHz,550Wの各部の実測波形を図4に示す｡ このときのサイリスタの逆電圧期間は16/JS,通電期間nは6/JSで ある｡なお,ゲート電流の立ち上りは0.8A/〃Sである｡

3.ターンオンスイッチング損失

サイリスタの損失はおもに次の三つの損失よりなる｡ (1)ターンオン直後の損失(以後スイッチング損失と呼ぶ) (2)通電領域が広がった定常時の損失 (3)ターンオフ時の損失 商用周波でサイリスタを使用する場合は(2)の損失が支配的であ るが,通電期間が10/JS以下になると,損失の大部分をスイッチソ 12 ⅤOL.53 N0.4 1971 サイリスク電流∼scR (20A/div) サイリスクAK間電圧 (200V/div) 転流コンデンサ端子電圧 (200＼7′/div) 転流リアクトル端子電圧 (50V/div) 出力電日三 n亡 (50V/div) (償軸 5′!S/div) 図4 _{インバータの各部の波形(′=100kHz)} 測定素子 p V 岩固-達瑠 ゲート回路 lSP 時 間 t Tr: (2) 図5 _{ターソオソ特性測定回路と電!王,電流波形} グ損失が占めるようになる〔)なお,ターンオフ損失は後述するよう にスイッチング損失に比べて小さい｡したがって,本稿では特にス イチノグ損失について調べることにした｡ オン特性に影響することが知られている二) (1)ゲート 電流 (2)点弧前順阻止電圧 (3)サイリスタ電流波形 (4)ベ ー ス温度 図5の(1)ほ測定回路を示したもので, 次の四つの条件がターン 通電期間rγはインバー タの動作領域内の1/∠S∼10′上Sである｡使用したサイリスタは前記 のCRO3VEである｡図5の(2)ほサイリスタの電圧Ⅴ,電流才の 波形であり,スイッチング損失Ⅳ1｡Sは

高周波イ

ンバー タ

の特性

331 nU ハU 【V_p▲ニ 5ハリⅤ (呈･+邑言ざ 水声へ人心＼÷ベ V O QU 二 p▲ Ⅴ V 3 3 二 P "V 測定条件 isp=6A T,=2.恥s dIg

福士rt匝ゲート電流波形

0.2 0.4 仇6 _{0.8 1.0} (02) (0.43) (0,6) ゲート電流の立上りdIg/dt(A/〟S) (かノコ内は測定時のIgp(A)) 1.2 1.4 (0.8) (1.0) 囲6 _{ゲート電流,点弧前順阻止電圧と} スイッチング損失の関係

∼;γ〃オd′

である｡ 3.1ゲート電流,点弧前順阻止電圧およびベース温度の影響 サイリスタの電流波形を同一とし,繰返し周波数50Iizのときの ゲート電流とスイッチング損失lγ1｡Sの関係を示したのが図るであ る｡点孤前順阻止電圧lちによってゲート電流のスイッチング損失 に及ぼす影響が異なっている｡ゲート電流の大きさおよび立ち上り が増大するに従ってスイッチング損失の変化幅は小さくなる｡また ベース温度によるスイッチング損失の変化ほ30∼70℃で5%以内 であった｡ 3.2 _{サイリスク電流波形の影響} サイリスク電流の通電期間を一定として,サイリスタ電流の最大 値で順方向降下電圧〃を規格化した波形が図7である｡図8はサイ リスタ電流の最大値を一定として,縦軸を通電時間×順方向降下電 圧,横軸を時間/通電時間で規格化した波形である｡したがって, 順方向降下電圧〝は電流波形が正弦波の場合は実験的に 〝=才5タグ(打Tr)/n …‥‥ ….…(13) と表わされる｡図9はスイッチソグ損失Iγ1｡Sと電流g5Pの関係 を示したもので,実験的に次の式が成り立つ｡ ノ前ニ=0.9オ5タ＋4‥‥. ‥(14) ただし,定数は素子によって多少のばらつきが見られる｡なお, サイリスタを高周波で使用するときの熱抵抗に関する報告ははとん どなく,明確な値を得ることができなかったので,回路設計の電流 容量ほ商用周波数の熱抵抗より算化された｡ユニット数5,出力周 波数100ktizではムp=30Aであった｡

4.高周波インバータの効率

商用周波においてはサイリスク電圧ほ点孤した瞬間にFVDにな ると考えることができるが,3.で述べてきたように高周波において ほこの近似ほ成立しない｡一例として図4の′=100kHzの各部の 損失を実測するとスイッチング損失60%,ターンオフ損失20クg,抵 抗損失20タgであり,効率ははとんどスイッチング損失で決る｡ゲ ート電流がじゅうぶんであれば,電流とスイッチング損失の聞く･こは (14)式のような簡単な実験式が成り立っている｡(14)式によるスイ ッチソグ損失より計算された効率を図3の点線で示した｡計算値と 実測値の傾向は比較的よく一致している｡ただし,月=3Qより効 率の実測値が減少するのは,負荷電圧が上昇して,相互干渉のため 0 5 0 (ミ已(崇ミ)望ポ額Gぜ細田U∽＼世固卜幾世特些 △△△isp=9.2A 000 _isp=37A Dロロisp=75A T,=6〃S 0 1 2 3 4 5 6 時間(〝S) 図7 _{順方向降■F電圧/SCR電流の最大値の波形(r/2ニ6′`S￣)} 400 300 200 100 (∽さ已 (>×.ヒ出田卜整在中撃×匪蟹田潔 X O isp=70A O T,=2.75/ノS △ Tr=6･0-US □ T,=5仙JS x Tγ=8.8ノJS 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 時間/通電時間(t/T,) 図8 通電時間と順方向電圧波形の関係 √[買邑空車埜 1‥〕陵LT △ T=3.OJJS O Tr=52〟S ロ _T=7心亡S ▼0 20 40 60 80 サイリスタ電流の最大値isp(A) 図9 _{サイリスタ電流の} 最大値と損失の関係 負荷に流れない循環電流が増加するためで,負荷抵抗による効率増 加の上限になっている｡ また,この方式のイン′ミ一夕の効率は通電時間によって変化する｡ 図10ほゲートの点弧周波数を一定として,通電時間と効率の関 係を示したもので,共振回路の周期2Tr,ゲートの点孤周期27もと するとrr/7も=1.2∼1.6で効率が最大になっている｡71<7ちで効

率がrrの増大とともに増加するのは電流の最大値が減少してサイ

リスタ損失が減少するためである｡回路の全損失がスイッチング損 失の2倍とすると(14)式より,

で=1パ

2(1.27､/研寸4/ん)2

月r打×106

＋1卜

_=(15■) 1三l

332 _{日 立}

_評

_論

100 80 芭60 tモ･ 樹･ 密 40 20 計算値 _-×一一一--×一一 実測値 f=90kHz(㌔=5.5/∠S) R=1.659 IR=7A 2 4 6 8 10 12 サイリスタ電流の通電時間T(〟S) 図10 通電時間と効率の関係

ム:負荷電流の実効値

となる｡図】0の点線が計算値である｡ n>㌔でほサイリスタ電流が重なり,負荷に流れない循環電流 が増加するため,回路効率はしだいに減少する｡次に回路損失を同 じくスイッチング損失の2倍としてn/㌔=1.0,月=2凸の条件で インバータの動作周波数と効率の関係を(15)式より算出したのが 図11である｡

5.出

力

限

界

インバータの出力限界はユニット数を限定すると,順方向阻止電 圧およびターソオフタイムにより限定される｡ サイリスタのターソオフタイムは定格表では種々の条件を一定と して測定した結果であり,実際には多くの要因が複雑に錯そうして いる｡ターンオフタイムを大きくする要因を列記すると, (1)陽極電流が大きい｡ (2)陽極電流減少率が大きい｡ (3)接合温度が高い｡ (4)逆印加電圧が小さい｡ (5)再印加電圧上昇率が大きい｡ (6)再印加電圧が大きい｡ である｡したがって,サイリスタの特性を考慮して,有効に素子を 使用できる回路を設計することはなかなか困難である｡低周波イン バータでは上記の要田を回路上独立に変化することができ,またじ ゆうぶんなマージンで使用することにより,素子の個々の特性をほ とんど独立に考えることができる｡しかし高周波インバータで,あ る動作周波数の出力限界を知るた捌こは,これらの要因の相関関係 を知らなければならない｡また,回路的にも自然転流方式のため独 立して要因を変化することがむずかしい｡ある動作周波数に対して 回路の共振周波数が高いときは逆電圧期間は長くなるが,血/d∼お よぴd才/dfは増加し,また通電時間が短いため出力電圧の実効値も小 さくなる｡逝に共振周波数が低いときには逆電圧期間が短くなる｡ また回路のQが高いと順電圧最大値が高くなるとともに血/d才が 増加する｡(9が低いと逆電圧が小さくなる｡特にタイムシェアリン グインバータではコンデンサ電圧は負荷電圧と電源電圧の和以上の 逆電圧を保持しなければならない｡ タイムシェアリソダイソバータのリアクトルおよびコンデンサを /ミラメータとして動作周波数と出力限界の関係を示すと図12にな る｡C=0･1JJF,エ=10〃Hで周波数′=120kHz以下は順方向阻 止電圧により限定され,そのほかは転流失敗により限定される｡し たがってリアクトル,コンデソサの値を適当に選ぶことにより,広 範囲に実用的な出力が可能になる｡たとえば,エ=5.8〃H,C=0.1 〃Fの場合,′=100kHzで200W,′=200kHzでも50Wの出力 がある｡ 14 300 200 100 (き)巨只野只毛 (芭 打砕寮 0 0 1 ▲u 2 ⅤOL.53 N0.4 1971 T/ち=1 R=2虫 IR=7A 100 _￣200 300 出力周波数f(kHz) 400 図11動作周波数と効率の関係 ー C=0.1JJF ---C=0.04〃F H 〃. 〇 二 ,⊥ ‖H 〃 5 二 ,⊥ L=10〟H/′ ′

浩計｡

30 60 ′一一つ､ ､℃し ､､ ヽa-ヽ℃､ 90 120 150 180 出力周波数f(kHz) ､･p 210 240 ､--0 囲12 動作周波数と出力限界の関係

d.鯖

ロ サイリスタインバータによる高周波電源を試作し,その特性を示 した○サイリスタのスイッチング損失と電流との間に簡単な実験式 が成り立つことを示し,これにより高周波インバータの効率を検討 した｡その結果,100kHz以上のインバータでは損失の大部分をス イッチング損失が占めており,ターソオフタイムの制限条件に代わ ってスイッチング損失が出力を制限するおもな要因になることが明 らかになった｡次に実験により周波数と出力限界の関係を得た｡タ ーンオフタイムに影響する要因の相互干渉のため,出力限界を決め る原因について明確な結論は得られなかったが,数百キロヘルツで も回路定数の選択によっては広範囲に出力を得られることが明らか になった｡ 終わりに臨み本研究の回路上の諸問題についてご指導いただいた 日立製作所日立研究所の前田氏,サイリスタ素子の基礎特性につい てご助言を賜わった寺沢氏に深謝する｡ 参 莞 文 献 (1)Thompson,R:High-f代quenCySillicon-COntrOlled･reCti丘er

Sinsoidalinverter.ProcInst elec Engerslll〔4〕糾7∼

652('63)

(2)Tbompson,R:DesigningseriesSCRinvertors.Ⅲ.Higb-frequency･Cir _{cuits.Electronic Designll〔14〕48∼53}

('63)

(3)MasataroNisbimura,etC:Time-SbaringHigbFrequency

SinsoidalInvertersUsingTbyristors･TecnologyReports