紀平 一成

フェーズドアレーアンテナを用いて変調処理を行う送信システム における変調方式の検討

後藤 準

^†a)

紀平 一成

^†

高橋 徹

^†

大塚 昌孝

^†

宮下 裕章

^†

A Study on Modulation Method for Transmission System Using Phased Array Antennas

Jun GOTO

^†a)

, Kazunari KIHIRA

^†

, Toru TAKAHASHI

^†

, Masataka OHTSUKA

^†

, and Hiroaki MIYASHITA

^†

あらまし 従来，アレーアンテナの各素子アンテナに入力される搬送波信号に対し移相器等の設定値を時分割 で切り替えることにより変調信号を作り出す送信システムが提案されている．このシステムでは，変調信号にお ける各信号点の振幅及び位相と，アレーアンテナを励振したときの所望方向における合成電界の振幅及び位相と がそれぞれ対応する励振振幅位相分布の組合せを算出・設定する．所望方向においては所望の信号点配置となり，

所望方向外では信号点配置が乱れる．すなわち，通信可能領域を限定させることが可能となる．ただし，従来の システムでは既存のQPSKなどが用られアンテナの動作利得が低いため伝送距離が短いという課題があった．本 報告では，通信可能領域を維持しつつ伝送距離を増大する新たな変調方式について提案し，シミュレーション及 び実験によりその有効性を検証する．

キーワード アレーアンテナ，変調，信号点配置，送信システム，通信可能領域

1.

ま え が き

無線通信の普及に伴い，通信内容の秘匿化へのニー ズが高まっている．一般に，データ暗号（復号）方式 には公開鍵暗号方式と秘密鍵暗号方式の

2

種類があ る

[1], [2]

．公開鍵暗号方式は，強固なセキュリティを 実現可能だが，非可逆系のため計算負荷が高く適用先 のシステムが限定される課題がある

[3]

．また，本方式 の安全性は数学的な計算量の多さに依存しているため，

高速処理可能なコンピュータの出現により復号される 危険性もある．一方，秘匿鍵暗号方式は可逆系を扱う ため，公開鍵暗号方式と比べ計算負荷が軽い利点があ る．鍵管理と鍵配送の

2

点が課題であるが，その対策 として伝搬路状況に応じて使い捨て可能な鍵を生成・

利用可能な電波伝搬路モデルを用いた手法などが提案

†三菱電機株式会社，鎌倉市

Mitsubishi Electric Corporation, Kamakura-shi, 247–0056 Japan

a) E-mail: [email protected] DOI:10.14923/transcomj.2017JBP3028

されてきた

[4]

．本方式では，物理層で暗号化を行って いるため，秘匿鍵がなければ無限の計算資源を使って も復号できない情報理論的な安全性が確保される．電 波伝搬路特性の変動が少ない環境下では，可変指向性 アンテナ

[5]

や複数アンテナ

[6]

を利用して意図的に伝 搬路特性を変動させる手法が提案されている．しかし，

これらの手法は，盗聴者と通信者が比較的近くに存在 する場合，秘密鍵を含めた全ての情報が漏えいする危 険をはらんでいる．

そこで，更に場所依存性の高い秘匿通信方式

(Direc-

tional Modulation; DM)

が提案された

[7]

〜

[9]

．

DM

は大きく二つに分類される．すなわち，非励振素子の スイッチ切替によるもの，移相器制御によるものであ る．前者については，励振素子の近傍に非励振素子を 多数配置し，時分割で非励振素子をスイッチ切替する ことにより変調を行う方式が提案されている

[7]

．た だし，あらかじめスイッチ切替方法を試行錯誤的に求 める必要があり，またビーム走査範囲にも制限がある 課題があった．一方，後者について，アレーアンテナ において，所望方向における電界振幅位相が既存の

ベースバンド信号情報に対応するよう各素子アンテナ に設けた移相器を時分割で切り替える方式が提案され た

[8], [9]

．ここで，後者の

DM

（以下，従来方式）に ついて，変調器によりベースバンド変調を行うフェー ズドアレーアンテナを用いた通常のシステム（通常方 式）と比較しながらこれを説明する．図

1

に示す通 常方式は，ベースバンド信号と搬送波をミキシングし てアンテナから放射する方式であり，角度により電力 レベル差があるものの全方位に同一情報を送信され る．そのため，低サイドローブレベルを有していたと しても感度の高い受信器を用いれば所望方向以外で も復調される可能性がある．これに対し，図

2

に示 す従来方式によれば，アレー素子パターンが既知の場 合，ベースバンド信号の信号点位置を表現するために 必要なウェイトは遺伝的アルゴリズム等を用いて算出 可能である．

DM

は，所望方向において良好な

BER

（

Bit Error Rate

，ビット誤り率）を実現し所望方向 外で急激に

BER

を劣化させる特徴を有するため，放 射パターンのビーム幅よりも狭い角度範囲でのみ通信 可能となる．

ところで，無線通信システムにおける変調方式は，

これまで

PSK

（

Phase Shift Keying

，位相偏移変調），

QAM

（

Quadrature Amplitude Modulation

，直角位

図1 一般的なフェーズドアレーアンテナを用いた送信シ ステム（通常方式）

Fig. 1 Block diagrams of the ordinary PAA configu- lation.

図2 フェーズドアレーアンテナを用いて変調処理を行う 送信システム（従来方式）

Fig. 2 Block diagrams of the conventional DM con- figulation.

相振幅変調）を始め各種検討がなされてきた

[10]

〜

[12]

．ただし，これらは変調方式のみに着目して

BER

改善を目指したものであり，基本的にはユークリッド 距離（

IQ

平面上での信号点間距離）が大きいことが望 まれ，

IQ

平面上で等間隔に信号点がマッピングされ る．非対称な信号点配置の例もまれに見られるが

[13]

， 誤り訂正方式が限定されるなど一般的なものは見当た らない．

次章で示すように，従来の

DM

では既存の

QPSK

などを用いられることが多く，アンテナの動作利得が 低く伝送距離が短い課題があった．そこで，本論文で はベースバンド信号レベルから

RF

信号レベルまで の全体を考慮し，

IQ

平面上の特定エリアに信号点を 集中させる新たな変調方式を提案する．具体的には，

16QAM

のうちの

4

点のみを採用する変調方式を使用 する．また，本方式により通信可能領域を維持しつつ 伝送距離を増大できることをシミュレーション及び実 験により検証する．

2.

従 来 方 式

本章では，半波長等間隔に配置された

4

素子マイク ロストリップアレーアンテナを例に，通常方式と従来 方式を比較しながら説明する．所望方向は，アレーア ンテナのボアサイトから見てアレー配列方向に

25

度 チルトした角度とする．

図

3

に，通常方式及び従来方式に関し，アンテナ

H/W

における信号点配置を示す．通常方式ではアン テナ

H/W

では変調を行わず，変調器によりベースバ ンド変調を行うので，例えば

1

の信号点配置を取り続 けることになる．一方，従来手法では，所望方向にお

図3 信号点配置（通常方式/従来方式）

※通常方式ではの1 1状態のみ，従来方式では

〜1 の4 4状態をそれぞれ取る．

Fig. 3 Constellation map of the ordinary PAA and conventional DM configulation.

図4 励振位相分布（通常方式）

Fig. 4 Excitation distribution of the ordinary PAA when desired receiver is located at−25deg.

図5 励振位相分布（従来方式）

Fig. 5 Excitation distribution of the conventional DM when desired receiver is located at

−25deg.

ける電界振幅位相が

QPSK

の信号点配置（

45

^◦，

135

^◦，

225

^◦，

315

^◦の

4

状態）に対応するよう移相器を時間 的に切り替えることで変調処理を行う．図

3

から分か るように，

QPSK

を用いた場合

IQ

平面上にマッピン グされた各信号点と原点の成す角が

90

度と大きい．

そのため，所望方向における電界位相がこれらの位相 となるには各切替時間の励振位相分布の相関が低くな る必要がある．図

4

の通常方式と異なり図

5

のように 各切替時間で相関が低い．例えば，従来方式では放射 電界位相が

45

度（

1

の信号点に対応）の場合もあれ ば，その逆相となる

225

度（

3

の信号点に対応）とな る場合も存在する．このとき，図

7

に見るように，

1

の放射パターンは所望方向において高い利得になる一 方，

3

の放射パターンは所望方向近くにヌルを形成す ることで放射電界位相を急しゅんに変化させ逆相を実 現している．その結果，図

6

に示すように，通常方式 における放射パターンは所望方向において高利得が得 られるが，従来方式では図

7

のように各切替時間の放 射パターンの相関が低く，所望方向における時間平均

図6 放射パターン（通常方式）

Fig. 6 Radiation pattern of the ordinary PAA when desired receiver is located at−25deg.

図7 放射パターン（従来方式）

Fig. 7 Radiation pattern of the conventional DM when desired receiver is located at−25deg.

後の動作利得が低くなる．すなわち，従来方式では伝 送距離が短い課題があった．

3.

^{提 案 方 式}

前章で示した課題を解決すべく，本章では新たな変 調方式を提案する．

図

8

に提案方式のブロック図，図

9

に信号点配置を 示す．前章の考察から，伝送距離を長くするためには，

各信号点と原点の成す角の小さい変調方式を使用する ことが望ましいことが分かっている．そこで，図

9

に 示すように，

16QAM

のうちの

4

点を採用した．また，

図

8

のように，移相器に加え，可変減衰器を時分割で 切り替える．なお，今回採用した

4

点は一例であり，

適用するシステムにおいて通信可能領域

/

伝送距離の いずれを重視するかによって最適な信号点配置を適宜 選択する必要があることを注記する．

図

10

に提案方式における励振位相分布を示す．従

図8 フェーズドアレーアンテナを用いて変調処理を行う 送信システム（提案方式）

Fig. 8 Proposed DM configulation.

図9 信号点配置（提案方式）

Fig. 9 Constration map of the proposed DM configu- lation.

図10 励振位相分布（提案方式）

Fig. 10 Excitation distribution of the proposed DM configulation

来方式（図

5

）と比べて，各切替時間における励振位 相値の相関が高く，励振位相分布は通常の送信システ ムにおける設計値（図

4

）をもとに微調整することで 容易に設計できる．なお，従来手法の場合，所望方向 における位相値が各切替時間で相関が低いため励振移 相分布の導出に遺伝的アルゴリズム

[14]

などの手法が 必要であった．

次に，図

11

に，図

10

に示す励振分布を与えたと きの各切替時間における放射パターンを示す．従来方

図11 放射パターン（提案方式）

Fig. 11 Radiation Pattern of the proposed DM when desired receiver is located at−25deg.

図12 BERの二次元分布（シミュレーション）

Fig. 12 Simulation results of BER when the desired receiver is located at−25deg.

式における放射パターンは，位相分布の乱れのため 所望方向における時間平均後の利得が低くなってい た（

9.2dBi

）．これに対して，提案方式における放射 パターンは，所望方向における時間平均後の動作利得 が

3dB

以上増加する

(12.8dBi

）．各手法の通信領域及 び伝送距離の違いを確認するため，送信電力を同一と したときの

BER

の二次元分布のシミュレーションを 行った．図

12

にその結果を示す．縦軸は伝送距離の 指数表示とし，横軸は観測角を示す．

いずれの方式も所望方向において理想の信号点から の位相ずれが小さいのでアンテナ利得が高いほど受信 電力が大きく，同一距離における

BER

が低い．また，

提案方式は，通常方式と比べて伝送距離は短いが，所 望方向近傍において

BER

が急しゅんに変化すること を確認した．一方，従来方式と比べた場合は通信領域 が若干広いが，伝送距離が長いことを確認した．すな わち，提案方式は通信領域を限定しつつ伝送距離を確 保可能であることがシミュレーションにより示された．

なお，提案方式の励振分布は通常方式に近いため，

図

12(c)

のように

0deg.

〜

45deg.

の区間にサイドロー ブが出現している．今回，図

9

に示す

16QAM

のうち の特定の

4

点を採用したが，例えばベクトルの成す角 がより大きい信号点を選択すれば従来手法のようにサ イドローブレベルを低減し，かつ通信可能領域を狭く することができる．

4.

^{試 験 結 果}

前章で示した設計結果の妥当性を検証するため，本 章では各方式に関する試験結果を示す．

表

1

に測定条件，図

13

に測定系の概略図をそれぞ れ示す．実験では，まず

DBF

装置にて各素子に励振 振幅位相分布の時系列データを設定する．次に

DBF

装置のソフトウェア制御により上記データをアレーア ンテナから送信し，コンパクトレンジ反射鏡を介して フィードホーンアンテナで受信し，

DBF

装置により受

表1 測 定 条 件 Table 1 Mesurement condition.

図13 測 定 系 Fig. 13 Measurement configuration.

図14 BER測定結果（初期設計）

Fig. 14 Experimental results of BER when the de- sired receiver is located at−25deg. The ar- ray element patterns of the simulation results are used.

図15 信号点配置（白抜きがシミュレーション値，プロッ トが測定値）

Fig. 15 Constllation map of each cases when the de- sired receiver located at−25deg. The array element patterns of the simulation results are used.

信データを取得する．最後に，受信信号を検波し

BER

判定を行う．

図

14

に，各手法において送信電力を同一としたと きの

BER

の測定結果を示す．なお，同図の縦軸は伝 送距離を示しているが，実験では入力電力を変化さ せ伝送距離に換算している．通常手法・提案手法に関 しては，シミュレーション値・測定値がそれぞれ対応 した．しかしながら，従来手法の測定値はシミュレー ション値と大きく異なり，伝搬距離が極めて短い．こ こで，図

15

に信号点配置の測定結果を示す．通常手 法及び提案手法では，測定値と設計値がおおむね対応 したが，従来手法に関して両者が乖離した．また，図

16(a)

に放射パターンのシミュレーション値・測定値を それぞれ示す．信号点配置と同様，両者の放射パター ンに差異が大きい．信号点配置及び放射パターンは，

いずれも励振分布

3

において差異が大きい．これは当 該分布における所望方向での利得が低く，測定環境の 影響を受けやすかったことが原因と考えられる．そこ

図16 放射パターン（実線がシミュレーション値，破線が 測定値）

Fig. 16 Radiation Pattern of the proposed DM when desired receiver is located at−25deg.

で，実環境で測定したアレー素子パターンをもとに励 振分布を再設計したところ，図

16(b)

のように所望方 向における利得のシミュレーション値と測定値が良く 対応した．なお，再設計の方法は初期設計と同様であ り，通常方式における励振分布の設計値（図

4

）をも とに微調整した．再設計した励振分布を用いて，改め て

BER

特性を測定した結果，図

17

に示すように従 来手法における測定値がシミュレーション値と対応す ることを確認した．また，通常手法・提案手法では励 振分布の再設計前後で大きな変化は見られないことを 確認した．すなわち，提案手法は従来手法と比べ，周 囲環境に対してロバスト性が高いことが分かった．つ まり，周囲環境によって放射パターンが乱れる可能性 が低くなることが分かった．

最後に，表

2

に各手法の通信可能領域と伝送距離 のサマリを示す．通信可能領域は，入力電力や受信 器の感度等，適用するシステムに依存するがここで は誤り訂正によりエラーフリーになる設定値として

BER < 10

⁻³となる角度範囲と定義する．設計値と実 測値は良く対応することを確認した．また，提案方式 は従来と同等の通信可能領域を維持しつつ伝送距離を

1.2

倍長くすることが可能であることを確認した．

図17 BER測定結果（修正設計）

Fig. 17 Experimental results of BER when the de- sired receiver is located at−25deg. The ar- ray element patterns of the experimental re- sults are used.

表2 各手法の比較サマリ Table 2 Summary of evaluation.

5.

^{む す び}

本論文では，通信可能領域を限定させる送信システ ムにおいて新たな変調方式を提案した．提案手法は，

従来と同等の通信領域を維持しつつ伝送距離を長くす ることが可能であることをシミュレーション及び実験 により確認した．

文 献

[1] 岩井誠人，笹岡秀一，“電波伝搬特性を活用した秘匿情報の 伝送・共有技術，”信学論（B），vol.J90-B, no.9, pp.770–

783, Sept. 2007.

[2] http://dev.sbins.co.jp/cryptography/cryptography02.

html

[3] 今井秀樹，花岡悟一郎，“情報量的安全性に基づく暗号技 術，”信学論（A），vol.J87-A, no.6, pp.721–733, June 2004.

[4] 北浦明人，笹岡秀一，“陸上移動通信におけるOFDM の伝送路特性に基づく秘密鍵共有方式，” 信学論（A），

vol.J87-A, no.10, pp.1320–1328, Oct. 2004.

[5] 青野智之， 口啓介，大平 孝，小宮山牧兒，笹岡秀一，

“エスパアンテナを用いたIEEE802.15.4無線秘密鍵共有 システム，”信学論（B），vol.J88-B, no.9, pp.1801–1812, Sept. 2005.

[6] 北野隆康，岩井誠人，笹岡秀一，“MIMO固有ビーム空 間分割多重伝送における秘密情報伝送，” 信学論（B），

vol.J85-B, no.2, pp.85–93, Feb. 2011.

[7] E.J. Baghdady, “Directional signal modulation by means of switched spaced antennas,” IEEE Trans.

Commun., vol.38, pp.399–403, April 1990.

[8] M.P. Daly, “Directional modulation technique for phased arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol.57, pp.2633–2640, 2009.

[9] M.P. Daly, “Demonstration of directional modula- tion using a phased array,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol.58, no.5, pp.1545–1550, 2010.

[10] 斉藤洋一，ディジタル無線通信の変復調，コロナ社，2003.

[11] W.T. Webb, L. Hanzo, and R. Steele, “Bandwidth efficient QAM schemes for Rayleigh fading chan- nels,” IEE Proc. Communications, Speech and Vi- sion, vol.138, no.3, pp.169–175, June 1991.

[12] 町田正信，半田志郎，大下真二郎，“16値振幅位相変調 方式における(4,12)型同心円信号配置とその受信特性，” 信学論（B-II），vol.J80-B-II, no.10, pp.815–822, Oct.

1997.

[13] J. Li and A. Stefanov, “Cooperative multiple trellis coded modulation,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol.57, no.3, pp.688–696, March 2009.

[14] R.L. Haupt, “Phase-only adaptive nulling with a ge- netic algorithm,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol.45, pp.1009–1015, June 1997.

（平成29年5月26日受付，9月29日再受付，

10月31日早期公開）

後藤 準 （正員）

平15東工大・工・電気電子卒．平17同 大大学院修士課程了．同年三菱電機（株）

入社．以来，衛星通信，レーダ用アンテナ に従事．現在，同社情報技術総合研究所ア ンテナ技術部に勤務．平24本会学術奨励 賞受賞．

紀平 一成 （正員）

平8名工大・工・電子通信卒．平10同 大大学院修士課程修了．同年三菱電機（株）

入社．以来，アダプティブアレー及び適応 信号処理に関する研究に従事．現在，同社 情報技術総合研究所アンテナ技術部に勤務．

博士（工学）．平13年度本会学術奨励賞，

2005 IEEE AP-S Japan Chapter Young Engineer Award 各受賞．IEEE会員．

高橋 徹 （正員）

平4早大・理工・電気卒．平6同大大 学院修士課程修了．同年三菱電機（株）入 社．以来，衛星通信，レーダ用アンテナの 研究開発に従事．現在，同社情報技術総合 研究所レーダー信号処理技術部統合システ ム部グループマネージャー．博士（工学）．

IEEE会員．

大塚 昌孝 （正員）

昭62早大・理工・電子通信卒．平元同 大大学院修士課程修了．同年三菱電機（株）

入社．以来，レーダ，衛星通信，移動体衛 星通信，携帯電話等のアンテナ，アンテナ システムに関する研究に従事．現在，同社 情報技術総合研究所アンテナ部主席技師長．

博士（工学）．IEEE会員．

宮下 裕章 （正員）

昭62東大・工・物工卒．昭63三菱電 機（株）入社．以来，公衆通信，衛星通 信，レーダ用アンテナに関する研究に従 事．現在，同社情報技術総合研究所光電波・

通信技術部門統轄．工博（情報学）．1994 IEEE AP-S Japan Chapter Young En- gineer Award,平7本会学術奨励賞受賞，2011，2012本会 論文賞受賞．IEEEシニア会員，American Physical Society, American Mathematical Society各会員．