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変圧器の偏磁を利用した逆変換装置 の定電圧制御について

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(1)

変圧器の偏磁を利用した逆変換装置 の定電圧制御について

二*

    On the constant output voltage control of inverter using the asymmetrical magnetization of its transformer

by

Eiji YAMADA

(Electrical Engineering)

   In a transformer for static converter, interrupted currents flow through its DC windings..

The DC components of these current bias magnetomotive forces in respective magn臼tic cores of the transformer. Thus the iron cores are asymmetrically magnetized. To avoid various abnormaI phenomena associated with this asymmetrical magnetization, we often use the so−called Greatz connectiop. However, even in this case a transformer is sometimes asymmetrically magnetized due to unbalance of control angles and variations of overlapping angles due to ripples of DC cur.rent.

   The p3rformance・of static inverter is greatly affected by the extent of asymmetrical magne−

tization. Conversely, this phenomenon can be utilized to improved the circuit characteristics and to facilitate the control of output voltage. This paper discusses the constitution of output voltage control system using the asymmetrical magnetization of inverter transformer.and makes clear of its excellent characteristics in comparison with lagging angle control of rectifier generally used in these days.

   As the results of comperation, it has been pointed out that: (1)the respollse speed of asymm6trical magnetization method is higher than that of lagging angle control method;. (2)

the output voltage of asymmetrical magnetization method can easily be adjusted over the range of lO%, but that of lagging angle control method is adjustable from zero to its rated values,

(3)the structure of asymmetrical magnetization control device is simpler than that of lagging angle control device.

 1.はじめに

 逆変換装置変圧器の直流巻線には断続波の直流電流 が流入するために,その直流分によって偏筒起磁力が 発生し,変圧器は偏磁する.これを避けるために,逆 変換器をグレーツ結線等の全波に接続する方法が一般 に採られているが,この場合にも各逆変換器の制御角 の不ぞろいや,直流電流のリップル分による重なり角 の変動等によって,変圧器は偏磁する1).しかるに逆 変装置の諸特1生は,変圧器の偏磁度によって著しく変 化するため2),逆にこの偏磁を利用して回路条件の改 善,出力電圧一定制御系や進み角一定制御系の作成等 も考えうる.そこで本稿では,特に逆変換装置変圧器 の偏磁特性を利用した逆変換装置の出力電圧一定制御

*電気工学科

系の作成について考察し,従来から用いられている順 変換器の遅れ角制御方式と比較して,その秀れた特徴 を明らかにしたい.

Fig.1 0utline of frequency changer       analized i且this paper.

La2

(2)

 逆変換装置変圧器の偏磁を論ずるために,:本稿では 第1図に示した周波数変換装置を考え,解析を進める

ことにしよう.なお逆変換器は三相半波に接続して偏 僑起磁力が発生し易くし,また変圧器には三次巻線を 設けて,これに直流バイアス電流を流し,直流励磁を 調整出来る様にしている.

 2.逆変換装置変圧器の偏磁による出力電圧一定制    御方式

く制御理論〉 逆変換装置の交流側には       Ka2 Za2(s)Zo(s)   ID

      9(S)(1)

 Va2(s)=

      Zo(s)十Z2(s)十Za2(s)  S なる電圧が発生する2).ただし  Yo(s)=9十(b/s)={1/Zo(s)}

 Z2(s)=R2十SL2

 (1/Za2)=(1/Ra2)十SCa2十(1/RLa2十SLa2)

であって,それぞれ

 Yo :逆変換装置変圧器の励磁アドミタンス  Z2 :逆変換装置変圧器交流巻線のインピーダンス  Za2:逆変換装置出力回路のインピーダンス  g(s):断続波の直流電流を記述する関数  ID :直流電流

 Ka2:逆変換器の接続によって決まる定数 を表わす.いま三次巻線を流れる直流バイアス電流IB を微小変化させれば,励磁アドミタンスと直流電流が 変化するから,交流出力電圧は,

 Va2(s)十△Va2(s)=

   Ka2Za2(s){ZQ十△Zo(s)}  ID十△ID

       9(s)(2)

アス電流の関数となることが証明された.

 ここで10KWの逆変換装置の定数

R2=9.00×10−2Ω,L2=4.42×10−3 H,N臨30,

Ra2=9.09Ω,   Ca2=650μF, fa2=70Hz,

RLa2=90.0Ω,  LLa2コ4.96×lO−2H, Ka2=l Va2臨85.OV,    ID=21.5A      / および第2図に示す変圧器の励磁アドミタンスを(4)

9

(び)

0,03

α02

00/

0

b

(ひ)

α/0

005

0

b

9

  Z2(s)十Za2(S)十Zo(s)十△Zo(s)   S

に変る.ここで(2)式の変分のみを取り,高次を省略 すれば,

・V畿(・)一K即{Z。(三三転(、) ID 9(s)

_工6(A)

   ∠ID

        Za2(s)Zo(s)

  ×万+Z。(,)+Z,(、)+Z。,(,)

一{   Zo2(s)Za2(s)yo(s)十Z2(s)十Za2(s)},二三)」吾・(・)}

      (3)

が得られる.

 しかるに:文献2によれば,

        、   △Zo(s)

      =・A(△IB,△ID)

  Zo(s)

  △ID(S) _ △ID

  ID(S)  ID

となり,また(3)式の下辺の第3項は,他の2項に比 べ無視出来るほど小さいので省略すれば,(3)式は   △Va2(s)=Va2(s)Ao(△IB)      (4)

         △ID

      十A(△IB,△ID)

    Ao(△IB)=

      ID

となる.よって(4)式より交流出力電圧は,直流バイ     S 誓・(・)矯)

95 90

85

80

75

70

 0     0,/0     0、20

Fig.2 Bias characteristics of inverter    transformer.

■一一・o一一一一Experimental values Calculated values

一一一一рPβ(A>

0        0.ア       0,2       0.3   Fig.3 Relation between DC bias current      and AC otltput voltage.

(3)

変圧器の偏磁を利用した逆変換装置の定電圧制御について

式に代入して計算すると,第3図の実線となり,同図 中に点で示された実測値とよく一致する.したがって,

交流出力電圧の変動分を検出し,それを逆変換装置変 圧器の三次巻線に帰還して変圧器の偏磁度を調整すれ ば,交流出力電圧を一定に保持することが可能となる.

<2.2>ブロック線図 第1図に示した三相半波結 線の逆変換装置のブロック線図を求めるにあたり,次 の事柄を仮定する.

1)逆変換装置の出力側には,制御周波の基本の正弦 波電脳のみ発生する.

2)逆変換装置変圧器の直流巻線の抵抗および漏れリ アクタンスを無視する.

2.2.1直流回路 直流回路より    did

      十RDid=・Vd1−Vd2

 LD   dt

が成立する.ただし

 LD :直流回路の全リアクタンス  RD :直流回路の全抵抗  Vd・:順変換装置の直流出力電圧  Vd2:逆変換装置の逆起電力 である.よって(5)式より

△i、一KD(△V・・一V・・)

       1十TDS

   KD=・1/RD, TD=RDILD が得られる.

2.2.2逆変換装置交流出力電圧 (1)式より V・・(・)一K・・寮8皆・(・)

(5)

(6)

(7)

であるから,仮定1)により出力側には基本の正弦波 電圧のみ発生していると考えれば,交流出力電圧の実 効値は

V・・一/(ω、P。一纈畿謡一ω,P、)2

    ×Ka21D       (8)

で表わされる.よって変分を取れば

 Va2(Ka2+La2)△Va22ごKa221D(Pa2+Qa2)△ID   一(Va2)2(AaKa十FaLa)△g一(Va2)2(BaKa    十GaLa)△b

  一(Va2)2(CaKa十HaLa)△Ca2

  一{(Va2)2(DaKa十IaLa)一Ka221D2(MaQo    十NaQ1)}△Ra2

  一{(Va2)2(EaKa+JaLa)一Ka221DRaQo}△La2   一{(Va2)2(TaKa+GaLa)一Ka221DVaQ1}△RLa2       (9)

が得られる.

 Aa:ω4L2La2Ca2Ra2一ω2{R2(2La2十Ca2Ra2    ×RLa2)十L,2(Ra2十RLa2)十La2Ra2}

 Ba:一ω2{La2Ca2Ra2R2十L2(La2十Ca2Ra2

 COSθd2=

      }/(ω4po一ω2P2十P4)2十(ωP3一ω3P1)2       (ll)

である.(11)式の変分を取れば,

(1/2)sin2θd2(Ka2十La2)△θd22−60sθd2(AaKa   十FaLa)△9

  −cos2θd2(BaKa十GaLa)△b

   ×RLa2)}十R2(Ra2十RLa2)十Ra2RLa2  Ca:ω4gL2La2Ra2一ω2{bLa2Ra2R2十(1十bL2    十gR2)Ra2RLa2}

 Da:ω4gL2La2Ca2十b(R2十RLa2)一ω2{bLa2    ×Ca2Ra2十g(La2十L2)十(1十bL2十gR2)Ca2    ×RLa2}

 Ea:ω4gL2Ca2Ra2一ω2{(1十bL2十gR2)十Ra2    ×(9十bCa2R2)}

 Fa:ω{R2(Ra2十RLa2)十RLa2Ra2}一ω3{R2La2    ×Ca2Ra2十L2(La2十Ca2Ra2La2)}

 Ga:ω{R2(La2十Ca2Ra2RLa2)十L2(Ra2    十RLa2)十Ra2La2}一ω2L2La2Ca2Ra2  Ha:ωbR2Ra2RLa2一ω3{La2Ra2(1十bL2十gR2)

   十gL2Ra2RLa2}

 Ia:ω{bR2Ca2RLa2十(1十bL2十gR2)十bLa2    十gRLa2}一ω3{La2Ca2(1十bL2十gR2)

   十gL2Ca2RLa2}

 Ja:ωb(R2十Ra2)二ω3{Ca2Ra2(1十bL2十gR2)

   +gL2}

 Kaごω4Po一ω2P2十P4  La:ωP3一ω3Pl  Ma:ω2La2  Na:RLa2  0a:Ra2  Pa:ω2La2Ra2  Qa:ωRa2RLa2  Qo:La2Ra2  Q1:Ra2RLa2  Ra:ω4Ra2

 Ta:一ω2{Ca2Ra2(1十bL2十gR2)十gL2}十bRa2  Va:ω2Ra2

 Ya:ω{bR2Ca2Ra2十gRa2十(1十bL2十gR2)}

    一ω3gL2Ca2Ra2

2.2.3逆変換装置の直流側より負荷側をみた力率 逆変換装置変圧器の直流巻線に誘起する逆起電力は,

V・・(・)一K・・P薯§轟暑議奏罵言詣等、1・(・)

      (IO)

と記述されるから2),逆変換装置の直流側より負荷側 をみた回路の力率は,

       (Q31一ω2Q11)

(4)

  一{cos2θd2(CaKa十HaLa)一QIIWa}△Ca2   一{cos2θd2(DaKa+1茸La)一QIIUa}△Ra2   一{cos2θd2(EaKa+JaLa)一Q11Sa}△La2   一{cos2θd2(TaKa十YaLa)一QllZa}△RLa2        (12)

が得られる.ただし  Sa:ω4(1十Ra2)

 Ua:ω4(Ca2RLa2十La2)

 Wa:ω4Ra2RLa2  Za:ω4Ca2Ra2 である。

2.2.4 逆変擁装置の負荷特陛 逆変換装置の負荷特 性より

 Vd2=K3Va2cosθd2十RIID十ea2        (13)

が成立する.

 K3:逆変換装置の結線によって決まる定数  ea2:逆変換器の順方向電圧降下

である.よって(13)式の変分を取れば,

 △Vd2=K3cosθd2△Va2−K3Va2sinθ占2△θd2

     十R1△ID       (14)

が得られる.

2.2。5 逆変換装置変圧器の励磁アドミタンス 逆変 換装置変圧器の励磁アドミタンスを表わす式は,

b「㍗鑑1認)   (・5)

  十△虚

τ

G。(5)

∠フ

θ

F

G

γ

∠。庭乙1蝕

0

    90(lIB i十IBO)

 9=   1十B(IIB 1十IBo)

で表わせ2),また変圧器の偏磁度IB は      KB

 IB =

       ID−IB      N

と定義されるから2),これらの変分を取って  Ab△b瓢(bo−bB){(KB/N)△ID− IB}

 Ab△g=・(go−gB){(KB/N)ID−IB}

となる.ただし

 Ab=1十B{(KB/N)ID−IB}

である.

1

κ

(16)

(17)

(18)

(19)

 以上より,第1図に示した3相半波結線の逆変換装 置のブロック線図を描くと,第4図が得られる.ただ

し第4図において  A:Rl

 E:Ka221D(Pa2+Qa2)/Va2(Ka2+La2)

 F:2cos2θd2(AaKa十FaLa)/sin2θd2(Ka2十La2)

 G:2cos2θd2(BaKa十GaLa)/sin2θd2(Ka2十La2)

 H:Va2(AaKa十FaLa)/(Ka2十La2)

 1:Va2(BaKa十GaLa)/(Ka2十La2)

 J:2{cos2θd2(CaKa十HaLa)一QIWa}

    ÷sin2θd2(Ka2十La2)

x Z 0

ρ

    Fig.4 Block diagram of inverter.

 K:Va2(CaKa十HaLa)/(Ka2十La2)

 L:2{cos2θd2(DaRa+IaLa)一Qllua}

    ÷sin2θd2(Ka2十La2)

 M:{Va22(DaKa十IaLa)一K221D2(MaXo     +NaQ1)}÷Va22(Ka2+La2)

 0:(90−gB)/Ab  P:(bo−bB)/Ab  Q:Kb/AbN  T:K3Va2sinθd2  U:K3cosθd2

 W:cos2θd2(EaKa+JaLa)一Q11Sa  X:Va22(EaKa+JaLa)一Ka221D2LaQo  Y:cos2θd2(EaKa+JaLa)一QlIZa  Z:Va22(EaKa+JaLa)一Ka221D2VaQ1 を表わすことにする.

<2.3>アナコンによる解析

一凶zβ

      逆変換装置の偏磁を 用いた出力電圧一定制御系の過渡特性を調べるために,

第4図に示したブロック線図をアナログ計算機によっ て解析し,前述の10KWの装置による実測値と比較し よう.ここでは帰還増幅装置としてアンプリダインを,

第5図の様に用いることにする.なおアンフ.リダイン に位置ならび微分の両動作を行なわせると,その制御 性が優秀なため過渡特性が明確に記録しにくく,実験 値と計算値の比較が困難である.そこでここでは,特 にアソプリダインに微分動作のみを行なわせ,出力電 圧の変化を大きくして,両者の比較を行なうことにす

る。

 帰還回路の伝達関数は   △lf      CfS

△Va2  CfRfS2十CfRfS十1

△IB       K

△If {(Ra十Rb)十(La十Lb)S}(Rg十SLg)

(5)

変圧器の偏磁を利用した逆変換装置の定電圧制御について

\ !

0ム2 R齪

α

1

ρ た2

Fig.5

2.3.1設定値変更 逆変換装置変圧器の三次巻線を 流れる直流バイアス電流を,0,150Aから0.210Aに 急変させた場合の計算結果を第6図に示す.又これと 同一条件の下に,10KWの逆変換装置で測定した結 果を第7図に示す.

}_ Σウ幹メい㌦論‡蕩

ぼ滋鐸羅

◎捻、}1霧

 ホ       リぞヰをと         セ     ル く へ   

擁騰灘

 }^く    砧  卦    導  /

      乙a2 1nverter composed of amplidyne for DC exciatation control system of inverter transformer.

 Fig.6 Response of AC output voltage due     to change of DC bias current.

     (Calculated values)

鑑転

 ;レ  冬鵬

より

謡暑,一H(・)一鵡,・会塾  (2・)

で表わされる.

 If:アンプリダインの制御回路を流れる電流  Lf:アンプリダインの制御回路のインダクタンス  Cf:アンプリダインの制御回路のコンデンサ  Rf:アンプリダインの制御回路の抵抗

 La:アンプリタインの縦軸回路のインダクタンス  Ra:アンプリダインの縦軸回路の抵抗

 Lg:アンプリダインの横軸回路のインダクタンス  Rglアンプリダインの横軸回路の抵抗

である.

 各定数を  La=20.2mH  Lbニ413mH  Lf=262H  Lg=19.lmH

と設定し,

Ra=1.21、9

Rb=220Kg

Rf=1.10k、9

Rg=0.8269

Cf=600μF K=1500

     また装置の機械定数ならびに変化前の運転 定数を,次の様に設定することにする.

 Va2=85.OV , b=80.01/H, g=3.63×10−2、9  1B=O.150A , ID=21.5A , Bニ0.650  KB=0.333 , Ka2=1.00 , K3=1.17  Ra2=9.099 , Rdニ0.360、9, R2=O.090、9  RLa2=90.09, Ca2=650μF, fa2=70.OHz  La2=4,96×10−2H, L2=4.32×10−2H, N=30  これらは,計算結果を実測値と比較するために用い た10KWの他制自励型逆変換装置の機械定数ならび に実測値である.

rig.7 Response of AC output voltage due    to change of DC bias current.

    (Experimental values)

2.3.2 抵抗負荷急変 逆変換装置出力回路の抵抗を 9.099より12.9、9に急変させた場合の計算結果を第

8図に,実測結果を第9図に示す.

鱗雛慕泌難題塾㍉{熱惣議藻1

鱗叢額灘蟻講欝1繋警簿

:謙錘霧ll驚1▽

  Fig.8 Response of AC output voltage due       to change of resistance load.

      (Calculated values)

(6)

Fig.9 Response of AC output voltage due    to change of resistance load.

    (Experimental values)

2.3.3 コンデンサ急変 逆変換装置出力回路のコン デンサを650μFより450μFに急変させた場合の計 算値を第10図に,測定値を第11図に示す.

で表わされるが3),右辺の第二項以下は,第一項に比 べ小さいので省略すれば,

 Vd1 こ:Val cosα       (22)

となる.

 つぎに,逆変換装置変圧器の直流巻線に生ずる逆起 電力は,

      Zo(s){Z2(s)十Za2(s)}

 Vd2(s)=

       ID(s)   (23)

      Za2(s)十Z2(s)十Za2(s)

と記述されるたら2),その逆起電力の平均値Vd2は,

回路条件が変らなければ,直流入力電流にのみ従属し,

 Vd2=Kd21D となる.

一方,交出力電圧は(1)式によって        Zo(s)Za2(s)

Va2(s)=

       ID(S)

(24)

Fig.10 Response of AC output voltage     due to change of condenser.

    (Calculated values)

      (25)

     Zo(s)十Z2(s)十Za(s)

で表わされるが,この実効値は(24)式と同様にして求 められ,

 Va2=K/a21D       (26)

と書ける.

 また直流入力電流に関しては,(5)式が成立つので,

これら(5),(22),(24),(26)式より

V麗一 S乱藷…α   (27)

が得られ,逆変換装置の交流出力電圧は,順変換器の 遅れ角の調整により制御出来ることが証明される.こ の(27)式を図示すれば,第12図となる.

庵2殆,

Fig.11 Response of AC output voltage due     to change of condenser.

    (Experimental values)

 3.順変換器の遅れ角による出力電圧一定制御方式

<3.1>制御理論 交流出力電圧を順変換器の制御 要素に帰還し,順変換装置の直流出力電圧すなわち逆 変換装置の直流入力電圧を制御して,逆変換装置の交 流出力電圧を一定に保持しようとする方式である.

 順変換装置の交流出力電圧は,

 Vd1=・KoValcosα一KIXDIID−RDIID−ea1 (21)

Ro+焔2

0

_○(

       

 0      30。    60     90 Fig.12 Relation between lagging angle of     rectifier and output voltage of     inverter.

<3.2>ブロック線図 順変換器の遅れ角制御方式 を用いた逆変換装置は,第1図に示すごとく第2章で 述べた逆変換装置に,制御入力電源としての順変換装

(7)

変圧器の偏磁を利用した逆変換装置の定電圧制御について

置を加えたものであるから,第1図のブロック線図を 作成する際には,第4図のブロック線図に順変換装置

と帰還増幅装置の制御要素を加えると出来上がる.

 第2章と同様にして,順変換装置変圧器の鉄損,交 流巻線の抵抗および漏れリアクタンスを無視すると,

順変換装置に関して

 ∠Vd1・=Kocosα」Va1−KoKal sinα∠α

     一(KIXD1十RD1)∠ID        (28)

が得られる.よってブロック線図は第13こ口なる.

Q

一十

Go(5) 十:  一

A ε

o

o

』陰1

x(ズ 一 十 θ

F

7 G

ヒ∫ 7 κ

十‡十十十

∠.

M

w

x

γ z

∠ム謬・ 0

∠!マa2

∠10a2 ρ

十一ム18

  セ       ノと

  轟∴鴇     蝋獅量凱 、1帰^

 5 甘 く ρ   ぜ        噸  ニ      く  }     { 覗   中      いご ト  {   二      舜  苧煤        室  宇        へ     く  ヒ  ウ

 ・弓 偏___ _。____。凄_蝉   .

㌧,ンジふ・㌦∴き細盛}1

謎簿熱と二轟∴蓉顎、冒澱擁締

 Fig.14 Response of AC output voltage due      to change of rectifier lagging angles.

      (Calculated values)

謡鱗灘難轟麟 撫驚麟騨秘

Fig.13 Block diagram of static converter.

瀬曝雛灘;際索導

<3.3>アナコンによる解析ここで,IOKW逆

変換装置の前章と同一運転条件における数値を用いて,

アナログ計算機で解析しよう.ただし順変換器の遅れ 角制御装置の伝達関数は,実験に使用した回路の実測 値を一次系で近似し,

G・(・)一、亀S一一艦1磁  (29)

とする.これは第2章で用いたアンプリダインの時定 数とほぼ等しい.

3.3.1設定値変更 順変換器の遅れ角を28.6度から 26.2度に急変させた場合のアナログ計算機による計算 結果を,第14図に示す.またこれと同一条件にあるIO KWの逆変換装置で測定した結果は,第15図となる.

ただし図中のIcは,順変換器遅れ角制御用のツーロ ン回路を流れる電流である.

3.3.2 抵抗負荷急変 逆変換装置の出り回路の抵抗 を,9.09・9よりll.99に急変した場合の計算結果を 第16図に,同じく実測結果を第17図に示す.

3.2.3容量負荷急変 逆変換装置出力回路のコンデ ンサを,650μFより450μFに急減させた場合の計算 結果を第18図に,実測結果を第19図に示す.

  .    ・甲㌦垂 ・ 乎  β  ・    一   凪アや甘・ ,

      罵   融騨罫

、    難  糀 硬

 さ       モ ヒ くをベマ  ぜアヰ       け    ゾ    や

 響劉  ド 沼晦 峯燕r 一へ・塗〜・  一㍗

 Fig.15 Response of AC output voltage due       to change of rectifier lagging angles.

      (Experimental values)

襲難舞総麟繍雛

灘欝・1、

 Fig.16 Response of AC output voltage due       to change of resistance load.

      (Calculated values)

 Fig.17 Response of AC output voltage due       to change of resistance load.

      (Experimental volues)

藻難欝鷺晦盤議議醗

(8)

Fig.18 Response of AC output voltage due to     change of condenser.

    (Calculated values)

Fig.19 Response of AC output voltege due     to change of condenser.

    (Experimental values)

      TD

Tα=   1+KD〔D+{E一(HO+IP)Q}U+QTV(FO

    +GP)〕

となるが,通常

 1>> KD〔D+{E一(HO+IP)Q}U+QTV(FO     +GP)〕

であるかるから

 Tα vTD       (30)

となる.よってこの場合には,系の応答速度の極限は,

直流回路の時定数LD/RDで決定される.

 一方,第21図に示した逆変換装置変圧器の直流励磁 制御方式を用いた装置では,

十   十 己18

〃〇+1ρ

r仮)朋一

+ ∠脳2

θ

Q

Go(51 1+OGo(5)

 以上計算値と実測値はかなり良く・一致し,この制御 系の応答速度は直流回路と遅れ角制御装置の時定数に

よって決まることが分かる。

 4.偏磁制御方式と遅れ角制御方式の比較  ここでは,第2章で述べた逆変換装置変圧器の直流 励磁制御による交流出力電圧一定制御方式と,第3章 で説明した順変換器の遅れ角制御による方式とを比較

し,検討を加えよう.

<4.1>応答速度 帰還制御装置として電子管回路 やトランジスタ回路を使用すれば,応答速度は制御周 波の一サイクル程度まで短縮することが出来る.これ は装置自身の応答速度に比べると非常に速いから,こ こでは装置固有の前向き伝達関数について論じよう.

 まず順変換器遅れ角制御方式を採用した装置では,

前向き伝達関数の時定数は,第13図より第20図を経て

Cκ・{ε一(〃0+1P)Q}

1+紐}{5㈹胴曙α・oMm・G可・応

∠吃2

G1β15ノ

Fig.21 Block diagram of inverter which has     DC excitation control circuit of     inverter.

 HO十IP>>T(FO十GP), U        (31)

であるから,前向き伝達関数は(HO+IP)となる.

しかるにこの様な制御系を製作するにあたり,直流バ イアス電流は逆変換装置変圧器の三次巻線回路に直接 電圧を印加することにより決定されるから,第21図は 第22図に書き直して考える方が妥当である.よって前 向き伝達関数は,近以的に

∠田β

△X

Gメ(5)

Fig.20 Block diagram of static frequency     changer which has lagging control     circuit of rectifier.

κア

7+κτS 〃0+1ρ ∠1レa2

G■θ(S)

Fig.22 Approximate block diagram of inverter      which has DC excitation control      circuit of inverter transformer.

GIB(・)一K

゚山P)   (32)

となり,時定数はTTとなる.この制御系の応答速度 の限度は,逆変換装置変圧器の三次巻線回路の時定数 LT/RTで決定される.

 上述したごとく,前者の時定数は直流回路の LD/RDで決定され,後者では時定数TIBは変圧器

(9)

変圧器の偏磁を利用した逆変換装置の定電圧制御について

の三次巻線回路のLT/RTで決まるが,通常丁αの 方がTIBより・一桁程度大きい.又TIBは三次巻線に 抑抗を挿入して小さく出来るが,直流回路に抵抗を加 えると,装置の損失を著しく大きくするから,TDを 小さくするには限度がある.よって応答速度の点から 見れば,逆変換装置変圧器の直流励磁制御方式の方が,

順変換器遅れ角制御方式より秀れていると云える.

<4.2> 出力電圧の謳整範囲 順変換器の遅れ角

。しと交流出力電圧との間には,

    K/a2Val  Va2=

         COSα     RD十K 2

なる関係が存在するから、遅れ角によって交流出力電 圧は,零から最大値まで任意に設定出来る.

 一方,逆変換装置変圧器の直流励磁制御方式では,

直流起磁力補償可能領域のみ直流バイアス電流は変化 しうるから2),これに相当する部分だけ調整出来るこ とになる.逆変換装置の動作下限をIB=O.OA,すな わち無補償点とすれば,直流バイアス電流による補償 可能領域は2KB IDO/Nとなる.そこで交流出力電 圧をこの補償可能領域の中央に設定すれば,設定点の 補償度はKBIDO/Nとなり,交流出力電圧は土Ao

(KBIDO/N)だけ調整可能となる.この値は装置なら びにその使用条件によって異なるが,通常我々が遭遇 する装置では,設定値の土lO%は十分存在する.

<4.3> 制御系の構成 順変換器の遅れ角を制御 するためには,帰還量に応じてパルスを追従させねば ならない.したがって制御系の構成は,かなり複雑と なる.これに反して逆変換装置変圧器の直流励磁制御 方式では,帰還量をそのままバイアス電流として使用 出来るから,制御系の構成は前者に比べ簡単かつ容易 である.

5.む  す  び

 本稿では,逆変換装置変圧器の偏磁を利用した出力 電圧一定制御方式を,従来から用いられている順変換 器の遅れ角制御方式と,種々の立場から比較し検討を 加えた.

 まず第2章において,逆変換装置変圧器の偏磁を用 いた出力電圧一定制御方式の制御理論を解析した.そ して制御系のブロック線図を作成し,アナコンにより 過渡応答特性を求めて,!0KWの他制自励型逆変換 装置による実測値と比較検討した.次に順変換装置遅 れ角制御方式に対しても,第3章において同一事項に ついて考察した.そして第4章において両方式を比較 し, (1)逆変換装置変圧器の直流励磁制御方式は,

応答速度では順変換器遅れ角制御方式より一桁以上速 く, (2)出力電圧の調整範囲では,順変換器の遅れ 角制御方式が零から定格値まで調整出来るのに対し,

直流励磁制御方式は設定値の土10%程度である.また

(3)制御系の構成とゆう点では,逆変換装置変圧器 の直流励磁制御方式の方がはるかに簡単かつ容易であ る点等を明らかにしている.

 なお,本稿の解析には,九州大学工学部電気工学教 室の日立製作所製作のALM型アナログ計算機を用い たことを付記する.

(1)山田(都),岡本:三菱電機技報36 1320(昭40)

(2)山田二電細革 88 307(昭43)

(3)電気学会:水銀整流器(昭28)

参照

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