アナログマルチプレクサと前置デジタル信号処理による帯域ダブラ
技術を用いた
160 Gbps
ナイキスト
PAM4
光伝送
長谷
宗彦
†,††a)山崎
裕史
†,††金澤
慈
†††脇田
斉
†野坂
秀之
†,††橋本
俊和
†栗島
賢二
†井田
実
†佐野
明秀
††宮本
裕
††A 160-Gbps Nyquist PAM4 Optical Transmission Using a Bandwidth Doubler
Based on an Analog-Multiplexer and a Digital-Preprocessor
Munehiko NAGATANI
†,††a), Hiroshi YAMAZAKI
†,††, Shigeru KANAZAWA
†††,
Hitoshi WAKITA
†, Hideyuki NOSAKA
†,††, Toshikazu HASHIMOTO
†,
Kenji KURISHIMA
†, Minoru IDA
†, Akihide SANO
††, and Yutaka MIYAMOTO
††あらまし 光通信システムの大容量化に向けて，パルス振幅変調（PAM）や直交振幅変調（QAM）といった 多値変調方式の導入検討が進み，更に最近ではシンボルレート高速化の検討が精力的に進められている．特に， 光送信器においては高速な多値変調信号を生成するために広帯域なデジタル/アナログ変換器（DAC）が必要と なる．しかしながら，デジタル信号処理回路（DSP）との一体集積が可能な CMOS 技術をベースとした DAC では，アナログ出力帯域の拡張，高シンボルレートでの多値変調信号の生成が難しく，今後の更なる大容量化へ のボトルネックとなる可能性がある．そこで我々は，InP ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT）によるア ナログマルチプレクサ回路（AMUX）と前置デジタル信号処理を付加することにより CMOS DAC のアナログ 出力帯域を 2 倍に拡張することができる帯域ダブラ技術を新たに提案し，その原理実証実験に成功した．また， 本提案技術の適用により 160 Gbps（80 Gbaud）のナイキスト PAM4 光伝送に成功した． キーワード アナログマルチプレクサ，デジタル/アナログ変換器，光通信，PAM，InP HBT
1.
ま え が き
近年，スマートフォンの普及やクラウドコンピュー
ティングなどのサービスの多様化に伴い，インター
ネットトラヒックは急速な勢いで増加を続けている．
更には
IoT
（
Internet of Things
）というワードが示
すようにあらゆるモノがネットワークに接続され，そ
†日本電信電話株式会社 NTT先端集積デバイス研究所，厚木市
NTT Device Technology Labs, NTT Corporation, 3–1 Morinosato Wakamiya, Atsugi-shi, 243–0198 Japan
††日本電信電話株式会社 NTT未来ねっと研究所，横須賀市
NTT Network Innovation Labs, NTT Corporation, 1–1 Hikarinooka, Yokosuka-shi, 239–0847 Japan
†††日本電信電話株式会社 NTTデバイスイノベーションセンタ，厚 木市
NTT Device Innovation Center, NTT Corporation, 3–1 Morinosato Wakamiya, Atsugi-shi, 243–0198 Japan a) E-mail: [email protected]
れらが相互に情報のやり取りを行う時代が到来しよう
としており，今後もトラヒックは指数関数的に増加し
続けることが予想されている．増加の一途をたどるト
ラヒックに対応するため，光通信システムの大容量化
は今後も不可欠であり，光通信用のデバイスにもより
一層の高機能化，高性能化が求められている．
現在，次世代のシステムに向けて，短距離系（強度変
調
–
直接検波（
IMDD
）システム）では
4
値のパルス振
幅変調（
PAM4
）
，長距離・基幹系（デジタルコヒーレ
ントシステム）では
16
値の直交振幅変調（
16 QAM
）
といった高次の多値変調方式の導入検討が進められて
おり，適用シンボルレートは
25
∼
32 Gbaud
程度が想
定されている．そして，更なる大容量化に向けては，
このシンボルレートをより高速化する検討が活発化し
てきている
[1]
∼
[4]
．
図
1
に，短距離（
IMDD
）向けと長距離・基幹系（デ
ジタルコヒーレント）向けの光送信器の構成概略図
を示す．今後の光トランシーバは，多値変調方式への
対応に加え，デジタル領域での様々な補償・等化処理
や誤り訂正符号の利用等からデジタル信号処理回路
（
DSP
）をベースとした構成が前提となる．特に，高
シンボルレートで多値変調信号を生成するには，広帯
域なデジタル
/
アナログ変換器（
DAC
）がキーデバイ
スとなる．トランシーバの構成上，機能性確保と電気
インタフェース簡素化の観点で
DAC
は
DSP
との一
体集積，すなわち
CMOS
で実現されることが好まし
い．しかしながら，
CMOS
技術による
DAC
では，回
路構成上の工夫でサンプリングレートについては高速
化が期待できるものの，アナログ出力帯域の確保は難
しく，最先端のものでも現状
20 GHz
程度にとどまっ
ている
[5]
∼
[7]
．この
DAC
のアナログ出力帯域が，今
後の光通信システムの高シンボルレート化に対するボ
トルネックとなる可能性がある．
そこで我々は，
CMOS DAC
の帯域を
2
倍に拡張可
能な新たな帯域ダブラ技術を今回提案した．具体的に
は，二つの
sub-DAC
のアナログ出力を
InP
ヘテロ接
合バイポーラトランジスタ（
HBT
）による超高速
2:1
アナログマルチプレクサ（
AMUX
）によって合成する
ことでアナログ帯域を倍化するというものである．ま
たこのとき，シームレスな帯域拡張を実現するための
前置デジタル信号処理を施すところにもポイントがあ
る．
DAC
そのものを
InP HBT
にて実現する
[8]
とい
うアプローチもあり得るが，本提案の構成を用いるこ
とで，従来の
CMOS
の
DSP
と
DAC
を別チップに分
図 1 DSPベースの光送信器構成 Fig. 1 DSP-based optical transmitter.離する必要はなく
Tbps
級の大規模な電気デジタルイ
ンタフェースの複雑化を免れることができる．この技
術を用いることによって，
20 GHz
アナログ出力帯域
の
CMOS DAC
をベースに
40 GHz
帯域を有する任
意信号が生成可能となる．そして今回，この帯域ダブ
ラ技術を適用することによって
80 Gbaud
での
PAM4
信号，すなわち
160 Gbps
の信号生成とその光伝送に
成功した．
2.
アナログマルチプレクサ（
AMUX
）
帯域ダブラ技術の一つ目のポイントは，超広帯域か
つ超高速スイッチング特性を有する
AMUX [9]
であ
る．今回，この
AMUX
回路を我々が保有する高速性
に優れる
InP HBT
技術を用いて作製した．また，高
速スイッチングと線形応答の両立が可能な回路構成を
適用し，
1 mm
コネクタを備える超広帯域モジュール
の実現に成功した．以下に，それらの技術詳細を述
べる．
2. 1 InP HBT
技術
図
2
（
a
）
（
b
）に，我々の保有する
0.5-
μm
エミッタ
幅の
InP HBT
の性能
(
ガンメルプロット及び高周波特
性
)
を示す．トランジスタは，信頼性向上のためエミッ
タに薄層
InP
及び高縮退
InGaAs
を用いパッシベー
ションレッジ構造としている．また，エミッタとベー
スのヘテロ接合付近に
n
型の薄層ドーピングを施し，
エミッタからのトンネル注入を促進することで実効的
なオン電圧を低減しており，図
2
に示すように
0.75 V
の低オン電圧を実現している
[10]
．また，電流利得
β
はおおよそ
100
，
ft
及び
fmax
はそれぞれ
290 GHz
，
320 GHz (@
Jc = 3.5 mA/μm
2)
を達成しており，高
速かつ低電圧動作に優れたトランジスタである．また，
プロセス技術としては，
3
層配線，
MIM
容量，薄膜抵
図 2 0.5-μm エミッタ幅 InP HBT の特性 Fig. 2 Performance of 0.5-μm-emitter InP HBT.図 3 AMUX ICのブロック図 Fig. 3 Block diagram of AMUX IC.
図 4 AMUXコアの回路図 Fig. 4 Schematic of AMUX core.
抗及び
GND
ビアを有する．
2. 2 AMUX IC
及びモジュール
図
3
に
AMUX IC
のブロック図を示す．
AMUX
IC
は，二つの線形入力バッファ，クロックバッファ，
AMUX
コア，及び出力バッファから成る．また，全
てのブロックは全差動回路で構成している．
AMUX
コア回路の詳細を図
4
に示す．デジタル信号用の高速
MUX
で広く用いられているギルバートセル型のセレ
クタ回路をベースとしているが，アナログ信号を取り
扱う上段の二つの差動対に対して線形な応答特性を確
保するためにエミッタ縮退抵抗を付加している．一方
で，下段の差動対はクロック信号の
High/Low
によっ
て上段差動対のどちらかを選択的に
On/Off
できるよ
うな設計をとっている．また，これらのトランジスタ
は
ft
がピークとなる電流密度にバイアスすることで
高速なスイッチング動作を可能としている．また，ク
ロックバッファは
2
段構成のリミッティングアンプと
し，クロック信号波形を矩形に波形整形する機能をも
たせている．線形入力バッファについては，エミッタ
図 5 出力バッファの回路図 Fig. 5 Schematic of output buffer.図 6 AMUX ICのチップ写真 Fig. 6 Microphotograph of AMUX IC.
縮退抵抗を付加した差動対で構成しており，エミッタ
縮退抵抗をシャントする形でエミッタ容量を追加し，
高周波側で利得を上げてピーキングをもたせる設計を
している．これは本
AMUX IC
をモジュール化（パッ
ケージ実装）する際の損失を補償することを狙いとし
た対処である．図
5
に，出力バッファの回路図を示す．
出力バッファは，
50 Ω
の送端抵抗を備え，ミラー効果
の低減と出力反射特性の改善を目的としてカスコード
構成をとっている．
図
6
に，前述の
0.5-
μm InP HBT
技術にて作製
し た
AMUX IC
の 写 真 を 示 す．チップ サ イ ズ は ，
2 mm
× 2 mm
であり，消費電力は
0.50 W
（電源電
圧
−4.5 V
）である．図
7
に，
AMUX IC
のオンウエ
ハでの
S
パラメータ（差動）評価結果を設計・シミュ
レーション結果と併せて示す．本グラフは，アナログ
入力
1
を
Port1
とし，出力を
Port2
として，クロッ
クを
High
に固定してアナログ入力
1
からの信号を出
力させるスルーモードでの結果を示している．シミュ
レーション結果とよく一致する特性が得られており，
f
− 3 dB
帯域として
67 GHz
の超広帯域特性が確保で
図 7 AMUX ICの S パラメータ評価結果 Fig. 7 Measured S-parameters of AMUX IC.
図 8 AMUXモジュール写真 Fig. 8 Photograph of AMUX module.
きている．また，線形入力バッファ回路の説明で示し
たように，狙い通りピーキング特性が得られている
ことが確認できる．また，入出力反射特性についても
60 GHz
まで
−10 dB
以下と良好な結果を得ている．
図
8
には，本
AMUX IC
を搭載したモジュールの
写真を示す．アナログ入力
1
，
2
，及びクロック入力部
には
65 GHz
までの信号の取り扱いが可能な
SMPM
コネクタを，出力部には
110 GHz
まで対応する
1 mm
コネクタを備えるモジュールとなっている．図
9
に，
本
AMUX
モジュールの
S
パラメータ（差動）の評価
結果を示す．コネクタでの校正の都合上，モジュール
特性の評価については
50 GHz
が評価限界となっては
いるが，モジュールレベルでも
f
− 3 dB
帯域として
50 GHz
を上回る広帯域特性が確保できていることが
分かる．また，図
10
には大信号でのスイッチング動
作例を示す．ここでは，アナログ入力
1
に
1 GHz
の
正弦波を，アナログ入力
2
には直流（正弦波の中心電
圧）を入力し，クロック信号によってそれらを交互に
切り出す場合の出力波形の観測結果を示している．線
形な応答特性と，
50 GHz
（
100 GS/s
）までの超高速
図 9 AMUXモジュールの S パラメータ評価結果 Fig. 9 Measured S-parameters of AMUX module.図 10 大信号スイッチング動作波形 Fig. 10 Large signal switching operation.
スイッチング動作が可能であることが本結果から確認
できる．
3.
帯域ダブラの原理
以下に，今回提案する帯域ダブラの原理について述
べる．
AMUX
に加えて前置デジタル信号処理
[11]
が
本帯域ダブラ技術のもう一つのポイントである．
まず
AMUX
の動作・機能について等価モデルを図
11
のように立てて考える．時間領域において，
AMUX
の動作は
0
と
1
を繰返す矩形波（相補的なクロック信
号）を二つのアナログ信号にそれぞれ掛け合わせて，
最後にそれらを加算するモデルとして考えることがで
きる．
次に，この同じ動作を周波数領域にて考える．
0
と
1
を繰返す矩形波は，周波数領域で見ると直流（
DC
）
と繰り返しの基本周波数（
fc
）部に線スペクトルを有
する信号となる．奇数次の高調波成分も当然現れるが，
本帯域ダブラ動作においてそれらは本質的なものでは
ないので無視して考えることとする．また，入力され
るアナログ信号についてはブロードな周波数成分を
もった信号とみなすことができる．ここで，時間領域
の積は，周波数領域での畳み込みとなることを考える
と，各アナログ信号はクロック信号の線スペクトルに
畳み込まれ，最終的にそれらの成分が合成された信号
として
AMUX
から出力されることとなる．なお，ク
ロック信号の基本周波数成分の
DC
成分に対する強度
比
r
は，クロック信号が完全な矩形波（
0
から
1
への
図 11 AMUXの等価モデル Fig. 11 Equivalent model of AMUX.図 12 帯域ダブラの原理 Fig. 12 Principle of bandwidth doubler.
遷移時間がゼロ）の場合は
2
/π
で，波形が帯域制限を
受けて正弦波に近づくにつれて
1/2
に漸近する．
図
12
に我々の提案する帯域ダブラの原理を示す．こ
こでは，最終的に生成したい信号の帯域が
fc
であり，
各
sub-DAC
のアナログ出力帯域が
fc/2
しかない場
合を考える．まず，前置デジタル信号処理部にてター
ゲット信号を低域と高域の成分に分解する．次に，高
域の信号成分の強度を
1/r
倍し，その複素共役成分を
fc/2
の周波数を境界として低域側に折返す処理を施
す．この折り返し成分を，低域成分に対して同相（
0
◦）
で足し合わせるものと逆相（
180
◦）で足し合わせる二
つの信号を用意する．これら二つの信号は
fc/2
の帯
域以下に収まっているので，アナログ出力帯域が
fc/2
しかない
sub-DAC
でもこれらをデジタル信号からア
ナログ信号へと変換できる．そしてアナログ信号に変
換されたこれらの信号を
AMUX
に入力し，基本周波
数
fc
のクロック信号との畳み込み処理を行う．畳み込
み処理が実行された後の二つの信号の周波数成分に注
目すると，最終的な加算処理後には上手く逆相関係の
不要成分が打ち消しあい，
AMUX
の出力部にてター
ゲット信号が得られることが分かる．前置デジタル信
号処理にて高域成分を
1/r
倍しておくことがシームレ
スな帯域拡張のポイントである．一部，
fc
よりも高域
に不要な成分が残るがこれはローパスフィルタ等の利
用で比較的簡単に取り除くことが可能である．
以上のように，本帯域ダブラ技術を用いると
fc/2
の
アナログ出力帯域の
sub-DAC
を利用しながら，最終
的にその
2
倍の
fc
帯域の任意波形を原理的に生成で
きるようになる．
4.
帯域ダブラの原理実証実験
本提案の帯域ダブラ技術の原理実証実験について説
明する．本実験では，
CMOS
ベースの
20 GHz
アナ
ログ帯域の
DAC
（任意波形発生器）を
sub-DAC
と
して用い，帯域ダブラ技術の適用により，その倍とな
る
40 GHz
帯域を有する信号を生成した．具体的には，
80 Gbaud
のナイキスト
PAM4
信号生成にて原理の実
証を行った．図
13
にその実験系と各ポイントでの観
測スペクトルを示す．各
sub-DAC
の出力のポイント
では，
20 GHz
の信号帯域であるが，
AMUX
を通した
最終出力では，原理のとおりその
2
倍の
40 GHz
帯域
の信号が得られていることが確認できる．また，本生
成信号を
62 GHz
帯域のリアルタイムオシロスコープ
で取り込み，不要イメージを取り除いた時間波形（ア
イパターン）を図
14
に示す．期待通り
80 Gbaud
で
の明瞭なナイキスト
PAM4
信号が生成できているこ
図 13 帯域ダブラの原理実証実験 Fig. 13 Proof of concept (Bandwidth doubler).図 14 帯域ダブラ技術で生成した 80 Gbaud ナイキスト PAM4信号
Fig. 14 80-Gbaud Nyquist PAM4 signal generated by bandwidth doubler.
とが確認できる．
以上のように，本帯域ダブラ技術を用いることによ
り
sub-DAC
が有するアナログ出力帯域の
2
倍の帯域
での任意波形の生成が可能であることを実証した．
5. 160 Gbps
ナイキスト
PAM4
光伝送
帯域ダブラ技術によって
DAC
のアナログ出力帯域
を
2
倍に拡張できることを実証した．本技術の有用性
を検証するために，実際に光送信器に帯域ダブラ技術
を導入して光伝送実験
[11], [12]
を実施した．図
15
に
光伝送の実験系を示す．先の実証実験と同様の手法で
80 Gbaud
の
PAM4
信号を生成し，我々の保有する広
帯域
EADFB
レーザモジュール（
λ = 1305 nm
）
[13]
を用いて光伝送を行った．受信側は，リアルタイムオ
シロスコープにて受信波形情報を取得し，オフライン
にて復調処理を実施した．図
16
にビットエラーレート
（
BER
）評価結果を，図
17
には
20 km
シングルモー
ドファイバ伝送後の復調波形を示す．
20 km
伝送後に
おいても
BER = 6
.2 × 10
−3と
12% HD-FEC
（硬判
定前方誤り訂正）しきい値以下の値が得られることを
図 15 光伝送実験系Fig. 15 Setup for optical transmission.
図 16 ビットエラーレート特性 Fig. 16 BER characteristics.
図 17 20 km伝送後の復調波形 Fig. 17 Demodulated signal after 20-km
transmission.
確認した．
また本帯域ダブラ技術は，長距離
WDM
伝送に向
けたデジタルコヒーレントシステムにも有用であり，
本技術を適用した
400
∼
1 Tbps
級の高速チャネル長距
離伝送も既に実証されている
[14]
∼
[16]
．
6.
む す び
今回，
InP HBT
による超高速
AMUX
と前置デジ
タル信号処理を組合せることで，
CMOS DAC
のア
ナログ出力帯域を
2
倍に拡張できる帯域ダブラ技術
を提案し，その原理実証に成功した．更に本技術を
光送信器に適用し，
80 Gbaud
でのナイキスト
PAM4
（
160 Gbps
）信号の光伝送に成功した．本帯域ダブラ
技術は，将来の高シンボルレート光伝送システムに有
用な技術である．
文
献
[1] Y. Miyamoto, A. Sano, and T. Kobayashi, “The chal-lenge for the next generation OTN based on 400 Gbps and beyond,” Proc. Optical Fiber Communication Conference (OFC), NTu2E.3, 2012.
[2] G. Raybon, S. Randel, A. Adamiecki, and P.J. Winzer, “High symbol rate transmission systems for data rates above 400 Gb/s using ETDM transmitter and receivers,” Proc. European Conference on Opti-cal Communication (ECOC), Tu.3.3.5, 2014. [3] J. Wei, Q. Cheng, R.V. Penty, I.H. White, and
D.G. Cunningham, “400 gigabit Ethernet using ad-vanced modulation formats: Performance, complex-ity, and power disspation,” IEEE Commun. Mag., vol.53, no.2, pp.182–189, Feb. 2015.
[4] M. Nagatani and H. Nosaka, “High-performance compound-semiconductor integrated circuits for ad-vanced digital coherent optical communications sys-tems,” IEICE Electron. Express, vol.13, no.18, pp.1– 20, Sept. 2016.
[5] Fujitsu Factsheet LEIA 55-65 GSa/s 8 bit DAC. http://www.fujitsu.com/downloads/MICRO/fme/ documentation/c60.pdf
[6] H. Huang, J. Heilmeyer, M. Grozing, and M. Berroth, “An 8-bit 100-GS/s distributed DAC in 28-nm CMOS,” Proc. Radio Frequency IC Symposium (RFIC), pp.65–68, 2014.
[7] Z. Zhang, C. Li, J. Chen, Y. Wang, H. Xiang, Z. Xiao, L. Li, M. Si, and X. Cui, “Coherent transceiver op-erating at 61-Gbaud/s,” Opt. Express, vol.23, no.15, pp.18988–18995, 2015.
[8] M. Nagatani, H. Wakita, H. Nosaka, K. Kurishima, M. Ida, A. Sano, and Y. Miyamoto, “75 GBd InP-HBT MUX-DAC module for high-symbol-rate opti-cal transmission,” Electron. Lett., vol.51, no.9, p.710, 2015.
[9] M. Nagatani, H. Yamazaki, H. Wakita, H. Nosaka, K. Kurishima, M. Ida, A. Sano, and Y. Miyamoto, “A 50-GHz-bandwidth InP-HBT analog-MUX mod-ule for high-symbol-rate optical communications sys-tems,” Proc. Int. Microwave Symposium (IMS), pp.1–4, 2016.
[10] K. Kurishima, M. Ida, N. Kashio, and Y.K. Fukai, “Performance of InP/InGaAs HBTs with a thin highly N-type doped layer in the emitter-base hetero-junction vicinity,” IEICE Trans. Electron., vol.E95-C, no.8, pp.1310–1316, Aug. 2012.
[11] H. Yamazaki, M. Nagatani, S. Kanazawa, H. Nosaka, T. Hashimoto, A. Sano, and Y. Miyamoto, “Digital-preprocessed analog-multiplexed DAC for ultrawide-band multilevel transmitter,” J. Lightwave Technol., vol.34, no.7, pp.1579–1584, April 2016.
[12] H. Yamazaki, M. Nagatani, S. Kanazawa, H. Nosaka, T. Hashimoto, A. Sano, and Y. Miyamoto, “160-Gbps Nyquist PAM4 transmitter using a digital-preprocessed analog-multiplexed DAC,” Proc. European Conference on Optical Communication (ECOC), PDP.2.2, 2015.
[13] S. Kanazawa, T. Fujisawa, K. Takahata, T. Ito, Y. Ueda, W. Kobayashi, H. Ishii, and H. Sanjoh, “Flip-chip interconnection lumped-electrode EADFB laser for 100-Gb/s/λ transmitter,” IEEE Photnics Tech-nol. Lett., vol.27, no.16, pp.1699–1701, Aug. 2015. [14] K. Horikoshi, F. Hamaoka, A. Matsushita, M.
Nagatani, H. Yamazaki, A. Sano, T. Hashimoto, H. Nosaka, K. Yonenaga, A. Hirano, and Y. Miyamoto, “96 Gbaud Nyquist PDM-QPSK signal transmission over 12,120 km using DP-AM-DAC and decision-feedback equalizer,” Proc. Opto-Electronics and Communications Conference (OECC), ThD2-3, 2016. [15] A. Matsushita, F. Hamaoka, M. Nakamura, K. Horikoshi, H. Yamazaki, M. Nagatani, A. Sano, A. Hirano, and Y. Miyamoto, “Super-Nyquist 9-WDM 126-GBaud PDM-QPSK transmission over 7878 km using digital-preprocessed analog-multiplexed DAC for long-haul applications,” Proc. European Confer-ence on Optical Communication (ECOC), W.3.D.2, 2016.
[16] M. Nakamura, F. Hamaoka, A. Matsushita, K. Horikoshi, H. Yamazaki, M. Nagatani, A. Sano, A. Hirano, and Y. Miyamoto, “96-GBaud coded 8-dimensional 16 QAM transmission over 5,252 km us-ing iterative soft-output decodus-ing,” Proc. European Conference on Optical Communication (ECOC), W.2.D.3, 2016. （平成 28 年 12 月 1 日受付，29 年 2 月 21 日再受付， 5月 16 日公開）
