IMT-Advancedに向けた無線実験装置の開発

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招待論文

IMT-Advanced

に向けた無線実験装置の開発

鈴木

利則

†

宮崎

功旭

†

小西

聡

†

Testbed Development for IMT-Advanced Radio Experiments

Toshinori SUZUKI

†

, Noriaki MIYAZAKI

†

, and Satoshi KONISHI

†

あらまし IMT-Advanced とは，俗（あるいは一般）に第 3 世代携帯電話システムと呼ばれる IMT-2000 の後継システムを表す ITU-R での総称である．IMT-Advanced の最大伝送速度としては，高速移動環境で 100 Mbit/s，低速移動環境で 1 Gbit/s 程度が目安として設定されている．本論文は，IMT-Advanced の主要無線技術を検証するために，筆者らが開発した実験装置を紹介する．キーワード IMT-Advanced，実験装置，無線システム，移動通信，OFDM，MIMO

1. まえがき

携帯電話に代表される移動通信は，アナログからディジタルに変わった第2世代を経て，音声サービス以外の多様なサービスも可能とする第3世代を迎えている．更に，携帯端末の処理能力やユーザインタフェースの向上に伴ってアプリケーションの高速大容量化が進展し，より性能の優れた次の移動通信システムが期待されている．第3世代の商用サービスが始まった2000年代初頭，来るべき新しいシステムをInternational Telecommu-nication Union RadiocommuTelecommu-nications Sector (ITU-R)ではSystems Beyond IMT-2000（通称Beyond 3G）と称し，その特徴はいわゆるVan diagram [1]に

集約され，多くの議論が進められてきた．2005年の

ITU-R WP8F会合において，IMT-2000の高度化と

その後継システムをIMT-Advancedとすることが合

意された．2005年前後に標準化が開始された Evolved-UTRA (LTE) [2]やUMB [3]は，IMT-2000の高度

化に位置づけられる．IMT-Advancedは，高速移動環境下で100 Mbit/s以上，低速移動環境下で最大 1 Gbit/s程度が目標とされ，無線関連の研究報告がなされてきた[4], [5]など．限られた周波数帯域でギガビットオーダの移動通信を実現するには，マルチパス伝搬に強く帯域あたりの †_（株）_KDDI_{研究所，ふじみ野市}

KDDI R&D Laboratories, Inc. 2–1–15 Ohara, Fujimino-shi, 356–8502 Japan ビットレートが高いマルチキャリヤ系の変調/アクセス方式や周波数利用効率を大きく向上させるMIMO (Multiple-Input Multiple-Output)等の新たな無線技術を今までにないパラメータで実装し運用することが求められる．また，ハード規模や方式の評価は，実用化にあたって欠かせないノウハウとなる．このような背景から，本論文では筆者らが開発したIMT-Advanced 無線実験システムを紹介する．

2. 装置仕様

2. 1 全体構成と概要開発した実験装置は伝送帯域幅に応じて二つのモードをもつ．大きな違いは，下りリンクの帯域幅がモード 1では100 MHz，モード2では20 MHzとなることである．モード1はIMT-Advanced，後者はIMT-2000 の高度化システム相当のパラメータと位置づけている．なお，ITU-Rで定められたIMT-Advancedの帯域幅の要求条件は40 MHz以上である[6]．本論文では主にモード1に関する内容を紹介する．表1に主要諸元を示す．なお，表中のR-OFDM (Rotational Orthogonal Frequency Division Multiplexing)とは筆者らが提案している多重伝送技術であり，詳細については3.1で述べる．実験装置の全体構成を図1に示す．オムニセル基地局(BS) 1台と移動局(MS) 3台で構成される．ただし，モード1で動作する移動局は1台(MS#1)のみである．BS及びMSは，主にモデムとRFの機能を有する無線部(Radio Module)，無線部の操作・監視用端末

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(OMT：Operation and Maintenance Terminal)，無線区間のプロトコルを終端しIPアプリケーションサーバにインタフェースを提供するRLP-PC (Radio Link Protocol-Personal Computer)で構成される．図1には，ネットワーク側の通信パス経路にあるアプリケーションサーバ，基地局RLP-PC及び無線部のプロトコルスタックも示している．移動局側も同様の構成である．また，実験装置にはセルラシステムで用いられる基本的な制御機能を備えている．これらは，無線要素技術をシステムの観点でも検証することを意図して実装表 1 実験装置の主要諸元

Table 1 Major radio parameters of the testbed.

図 1 実験装置の全体構成 Fig. 1 Testbed system architectures.

されている．主な制御機能を以下に示す． • 適応変調制御：伝送路状態を受信側から送信側に報告し，その報告に基づいた変調方式と符号化率を適応的に用いる．データチャネルに採用されており，伝送路情報はサブフレーム長である0.5ミリ秒ごとに 4ビットでフィードバックされる．制御遅延は6ミリ秒である．この機能は，ユーザ視点でのスループット特性や通信品質を評価する際に用いる． • 送信電力制御：下り送信電力はディジタルゲイン設定による固定値が用いられる．上り送信電力は，リンク確立までのオープンループ制御とリンク確立後のクローズドループ制御により調整される．55 dBの電力範囲を0.25∼2.0 dB刻みで，0.5ミリ秒ごとに制御することが可能である．この機能は，送信電力と通信品質の関係や与干渉の評価の際に用いる． • 多元接続：モード2の場合の機能として，最大 3台の移動局と同時接続することができる．各移動局に割り当てる無線チャネルは，装置立上げ時に操作者が指定し，その割当情報が報知チャネルで移動局に通知される．上記以外に上りタイムアラインメント機能等も有している． 2. 2 チャネル構成とフレーム構成実験装置の無線区間では図2の物理チャネルが定義されている． • F-SCH：移動局がシステムタイミングを捕そくするためのチャネルで，基地局がプリアンブルを送出するチャネル．プリアンブルパタンや送出アンテナは

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操作者が設定可能である．フレーム先頭の1サブフ

レーム内に1∼3シンボルの範囲で割り当てられる．

• F-CCH：移動局に対する制御情報を運ぶチャネルである．すべての移動局が用いる共通制御チャネル(F-CCCH；Forward-Common Control Channel)

と，制御対象の移動局を指定する個別制御チャネル

(F-DCCH；Forward-Dedicated Control Channel)があ

る．前者はフレーム先頭の1サブフレーム内に2∼4 シンボルの範囲で割り当てられる．後者は，各サブフレームの第1，第5シンボルのいずれか若しくは両方に割り当てることができる． • F-CPICH：すべての移動局が用いる下りパイロット信号を運ぶチャネル．各サブフレームの第1シンボルに割り当てられ，更に高精度なチャネル推定が必要な場合に第5シンボルにも割り当てることができる．F-CCHと異なるサブキャリヤを用いることで周波数領域で多重化される． • F-DCH：ユーザが通信に用いる下りチャネル．フレーム先頭でないサブフレームの第2，3，4，6，7 シンボルに割り当てられる．F-CCHとF-CPICHが第5シンボルに割り当てられていなければ，F-DCH を割り当てることもできる． • R-ACH：リンク確立前に移動局がネットワークにアクセスするのに用いるチャネル．競合するチャネルである． • R-CCH：基地局に対する制御情報を運ぶチャネル．リンク確立後のサブフレーム内先頭シンボル（第 1LB；Long Block．後述，図6参照）に割り当てられる． • R-PICH：上りパイロット信号を運ぶチャネル．図 2 無線区間の物理チャネル構成

Fig. 2 Physical channel structure on the air inter-face. リンク確立後のサブフレーム内の二つのSB（Short Block．後述，図6参照）に割り当てられる． • R-DCH：ユーザが通信に用いる上りチャネル．リンク確立後の第2∼6LBに割り当てられる．各チャネルはディジタルゲインによる振幅重み付けがされた後に，多重化される．それらの様子を図3と

図4に示す．上りリンクではSingle Carrier FDMA (SC-FDMA)を採用しており，R-PICHを除いては離散フーリエ変換を用いて信号を生成している．また， F-DCHとR-DCHは考案技術である回転多重（3.1 参照）が適用される．フレーム構成は，LTE規格策定前に3GPPで議論されていた内容に沿って構成しており，7 OFDMシンボルで構成される，長さ0.5ミリ秒のサブフレーム（注1）と，20サブフレームで構成されるフレームを規定している．ただし，上りサブフレームにおいては，サブキャリヤ間隔を下りサブキャリヤ間隔の2倍とし，シンボル長が半分になるショートブロックにより，6 ロングブロックと2ショートブロックで1サブフレームが構成される（注2）．フレーム構成と物理チャネルのマッピング規則を図5と図6に示す． DCHは400サブキャリヤを1単位とし，それをサブチャネルと呼ぶ．DCHの1無線パケットは（400サ図 3 下り物理チャネルの多重化構成 Fig. 3 Multiplexing structure for downlink physical

channels.

（注1）：現LTE規格ではサブフレームが1ミリ秒である．（注2）：現LTE規格ではショートブロックは規定されていない．

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図 4 上り物理チャネルの多重化構成

Fig. 4 Multiplexing structure for uplink physical channels.

図 5 下りフレーム構成と物理チャネルのマッピング Fig. 5 Downlink frame structure and physical channel mapping.

図 6 上りフレーム構成と物理チャネルのマッピング Fig. 6 Uplink frame structure and physical channel mapping.

ブキャリヤ×1サブフレーム）に相当する．

2. 3 接続シーケンス

図7にリンク確立までのシーケンスを示す．通信

開始までのフェーズとして，下り同期確立(Forward

synchronization)，上り同期確立(Reverse synchro-nization)，下りリンク確立，及び上りリンク確立の各フェーズがある．下り同期確立フェーズでは，移動局がF-SCHとF-CPICHを用いて下りタイミングの

捕そくと追従を行う．この間，F-CCCHではオープ

ンループ電力制御のための下り送信電力情報（図7の

“open-loop Power Control info.”）が報知されている．移動局は次のステップである上り同期確立フェーズにおいて，R-ACHを送信する際に，F-CPICHの受信電力とこの下り送信電力情報から伝搬損を求めてオープンループ電力制御を行う．図8に下り同期アルゴリズムを示す．SCHサーチ 1では，7.68 MHzクロックでF-SCHに用いられているCAZAC系列との相関値を検出し，しきい値1を超える振幅を大きい順に二つ求め，それらを候補タイミングとする．次に，候補タイミングの周辺±16サ

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図 7 リンク確立までの制御シーケンス Fig. 7 Control sequence to connect the data link.

図 8 下り同期捕そく・追従シーケンス Fig. 8 Flow chart to synchronize the downlink signal.

ンプルの中から相関値が，事前に設定したしきい値1 を超えるサンプルタイミング（これを候補タイミング群と呼ぶ）の数を求め，その数が多い方の候補タイミングをドミナントとみなす．ドミナントな候補タイミング群の中で最先行のタイミングを同期点として F-SCHによるタイミング捕そくを完了する．タイミング捕そく以後は，サンプリングレートを122.88 MHz に上げ（モード1の場合．モード2では30.72 MHz）， F-CPICHを整合フィルタにより相関検出してタイミング追従し，その相関値がしきい値2を連続して下回った場合に，F-SCHによるタイミング検出に戻る．移動局が下り信号に対して同期を確立した後， R-ACHを用いて基地局にアクセスし，基地局は上り同期確立する．その後，F-DCCHを用いて基地局が移動局に対してR-ACH停波を命じ，更にタイムアラインメント(TA)とクローズドループ送信電力制御を行う．移動局はR-ACHを停波した後にR-PICHと R-CCHを送出して下り信号品質(CQI：Channel Quality Indicator)を基地局に報告する．基地局は下りCQIに基づいてF-DCHのMCS (Modulation and Coding Scheme)を選択して送出する．R-DCHに関しても同様の手順が適用される（2.1「送信電力制御」の項も参照）．

3. 主要要素技術

3. 1 R-OFDM マルチキャリヤ伝送方式はマルチパス干渉に強く，屋外環境での高速データ伝送に適しているとされている．代表的なマルチキャリヤ方式としてOFDMと

MC-CDM (Multi Carrier-Code Division

Multiplex-ing)がある．チャネル符号化の符号化率と伝送路の周

波数選択性に依存して，周波数ダイバーシチ効果が

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誤り率特性が優れ，逆の場合はOFDMが優れる[7]． R-OFDMは，周波数ダイバーシチと符号間干渉がトータルの効果として最大となるように周波数拡散の度合を調整することができる点に特徴がある[8]．具体的には，拡散次数D = 2の場合，式(1)に従う回転直交符号を用いて変調シンボル(A, B)を拡散して多重し，シンボルに変換する．変換後のシンボルは異なるサブキャリヤ(F1, F2)にマッピングされる．その様子を図 9に示す．周波数選択性を有する伝送路を介して信号を受信すると，同図に示すように，サブキャリヤF1， F2 の受信電力が異なる．受信側では等化器やMLD

(Maximum Liklihood Detection)等を用いて，サブキャリヤシンボル(X, Y)から変調シンボル(A, B)の確からしさを検出する． X Y =R₂ A B = cosθ1 sinθ1 − sin θ1 cosθ1 A B (1) 本実験装置では，R-OFDMはF-DCHとR-DCH に適用されており，QPSKの場合は拡散次数Dが2 または4，16QAMと64QAMではD = 2に対応している．D = 4の場合は，四つの変調シンボルを式 (2)の回転直交符号を用いて拡散多重し，四つのサブキャリヤにマッピングする．F-DCHはOFDM信号であり，受信側（移動局）ではMLDを適用している．SC-FDM信号となるR-DCHの場合は，MMSE (Minimum Mean Squared Error)規範に従い等化処理を施した後に復調している． R4= R2cosθ2 R2sinθ2 −R2sinθ2 R2cosθ2 (2) 図 9 R-OFDM伝送ブロック図 Fig. 9 Block diagram of R-OFDM transmission.

R-OFDMはUMB [3]にオプション採用されている． 3. 2 ツインターボ受信性能を改善する技術として，復調処理とターボ復号を融合させたツインターボ方式が提案されている[9]．ツインターボ復号は，復調器とターボ復号処理の反復演算ではなく，図10に示すようにターボ復号における要素符号レベルでの反復復調を行うことに特徴がある．通常のターボ復号は事後値Lpのみが反復演算による更新対象であるが，通信路値Lcも更新することで効果的な復号を目指している．図10において，DEC1とDEC2はそれぞれ要素符号1と要素符号2のMAP復号器であり，情報ビットの事前値Laと通信路値Lcから情報ビットの事後値Lpが出力される．事後値から事前値を差し引いた値(L_p− L_a)は，チャネルインタリーバπ若しくは逆インタリーバπ−1を経た後に，次若しくは前の要素符号復号器に事前値として引渡される．ツインターボではこの反復演算に加えて，通信路値Lcの更新も行うことで，更に効果的な誤り訂正を実現する．通信路値の更新は，多値変調方式や周波数選択性のある伝送路におけるマルチキャリヤ拡散多重（R-OFDMや MC-CDM）に効果がある．課題としては，変調多値数や拡散多重数の増大時に，通信路値更新に要する演算量が増大することにある．最近の研究[10]では， 16QAMの2倍拡散多重(D = 2)において演算量が通常のターボ復号器に比べて約1.3倍までに抑えることができると報告されているが，この実験装置では 64QAMまで対応するため送受信のDuty比を0.5に抑えている． 3. 3 MIMO 基地局，移動局ともに2系統の送受信回路を有しており，2×2 MIMOによる空間多重が可能である．操作者の切換によりSISO (Single-Input Signle-Output)，

SIMO (Single-Input Multiple-Output)，MISOにも対応する．

図 10 ツインターボ復号器の構成 Fig. 10 Structure of twin turbo decoder.

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MIMO-OFDM受信信号処理は，行列のQR分解

とMアルゴリズムを組み合わせたQRM-MLD (QR

Decomposition and M-algorithm-Maximum Likeli-hood Detection)を用いる[11], [12]．生き残りシンボル数は可変であり，設定によりすべてのシンボルを生き残らせるQR-MLD [13], [14]も可能である．上りSC-FDMの受信信号処理では，各サブキャリヤをMMSE等化した後で復調する．その結果，得られた受信シンボルに対しては，MIMO-OFDMと同様[10]にQRM-MLDを適用している．

4. 無線実験設備ハードウェア構成

図11に基地局架の外観を示す．基地局は2架構成

で，RF (Radio Frequency)，BB (Baseband)，ファンシェルフ，電力増幅器，電源ブレーカから構成され

る．移動局も2架構成で，基地局と同様の構成である．

RFシェルフは，RFフロントエンド送受信機，上り/

下り信号多重のためのデュプレクサからなり，詳細は

4.1で述べる．

BBシェルフは，BB基板，LIF (Line Interface)基

板など，複数の基板を有する．LIF基板は簡易MAC

(Medium Access Control)レイヤの機能を有し，RLP (Radio Link Protocol) PCから送られたRLPパケッ

トからMACパケットを構築し，BB基板へ転送する．

BB基板では，物理レイヤの全信号処理を行う．ハー

図 11 基地局架の外観

Fig. 11 Photograph of BS (Base Station) cabinets.

ドウェアの観点では全BB基板同一であるが，FPGA

(Field Programmable Gate Array)やDSP (Digital Signal Processor)などのプロセッサに異なるプログラムをインストールすることにより，各基板の処理内容を変えている．BB基板の外観を図12に，BB基板に実装されている各プロセッサの仕様を表2に示す．ベースバンド処理の詳細に関しては，4.2にて述べる．屋外実験の場合は，図13に示す電測車に移動局を積載し，移動実験を行う．電測車には，移動局や測定器等の設備を駆動するため，31 kWの発電機が搭載されている． 4. 1 RF送受信処理の詳細図 14に，RF 送受信処理のブロック図を示す． RF送信機では，入力されたベースバンドI/Q (In-/Quadrature-phase)信号を波形整形し，DA (Digi-tal/Analog)コンバータに入力する．DAコンバータでは，ディジタル直交変調を行い，245.76 MHzのディジタルIF (Intermediate Frequency)信号を生成する．更に，ローカル発信機とミクサを使って，IF信号をアップコンバートし，4485/4770（下り/上り）MHz のRF信号を出力する．RF送信機から出力された RF信号の出力レベルは−10 dBmであり，電力増幅

器(PAU：Power Amplifier Unit)によって増幅され

る．電力増幅器は，4増幅素子を用いることによって，

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図 12 ベースバンド基板の外観 Fig. 12 Photograph of baseband package.

表 2 ベースバンド基板のプロセッサ仕様 Table 2 Speciﬁcations of signal processors on

base-band package. 後の出力レベルは40 dBmとなる． RF受信機は，ダブルスーパヘテロダイン方式を用いており，2回のダウンコンバートを行って，IF信号を生成する．IF信号は，ディジタル直交復調を行って，ディジタルIF信号に変換される．ディジタルIF 信号の出力レベルをIF信号処理部に実装されたVGA

(Variable Gain Amplifier)にフィードバックすることにより，AGC (Auto Gain Control)を行っている．

また，本RF送受信機では，開発当時としては最速の

DAコンバータ(1 Giga-Sample Per Second (sps))と

ADコンバータ(250 Msps)を採用し，ディジタル領

域での直交変復調を100 MHzの広帯域信号に対して

実現している．

図 13 電測車の外観

Fig. 13 Photograph of measurement truck.

4. 2 ベースバンド送受信処理の詳細図15にベースバンド送受信処理のブロック図を示す．なお，ここでは，下りリンクを対象とし，基地局での送信処理と移動局での受信処理について述べる． RLP PCから送出されるRLPパケットは，複数まとめられ，IPフレーム化されて基地局に届くので，まず，基地局では，LIF-M基板にて，IPフレームから RLPパケットのみ取り出し，ラウンドロビンで四つの LIF-S基板に転送する．シリアル処理では，0.5ミリ秒間隔で100 MHzの広帯域信号処理を行うのは難しく，処理をパラレル化している．LIF-S基板では，MCS， MACパケットを構成するRLPパケットの数やパディングビット数などのパケッティング情報から，MAC

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図 14 RF送受信処理のブロック図

Fig. 14 Block diagrams of RF transmission and reception.

図 15 ベースバンド送受信処理のブロック図

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パケットを生成し，MOD基板へ転送する．MOD基板では，ターボ符号化とQPSKなどの一次変調，回転多重などの二次変調を行って，MIMO BTX基板に出力する．MIMO BTX基板では，変調シンボルの周波数サブキャリヤへの割当を行って，IFFT基板へ出力する．IFFT基板では，複数のデータチャネルを周波数多重，IFFTしてOFDMシンボルを生成するとともに，それらと制御チャネルやパイロットチャネルを時間多重して，無線フレームを構築し，RF送信機に出力する．移動局のRF受信機を介して到達したベースバンド受信信号は，RF受信機にて複製され，一方はFFT 基板に，もう一方はSYNC MS基板に入力される． SYNC MS基板では，トレーニング系列を使って，無線フレーム/サブフレーム同期を行い，タイミング情報をFFT基板とCCH MS基板に出力する．FFT基板では，タイミング情報を使って，サブフレームを OFDMシンボルに分割し，FFT処理を行って，周波数領域の信号に変換し，DETECT基板に出力する． DETECT基板では，多重された物理チャネルを分離するとともに，パイロットチャネルから伝搬路推定値を算出し，データチャネルと伝搬路推定値をMIMO MRX 基板に出力する．MIMO MRX基板では，多次元復調や最ゆう検波を行ってゆう度を算出し，ターボ基板にてターボ復号を行う．受信側のLIF-S/M基板は，送信側のLIF-S/M基板の逆処理を行って，RLPパケットをRLP PCへ出力する．

5. 実験結果

本章では，無線実験装置の実験結果として，基地局，移動局架のRF特性測定結果，RFケーブルとフェージングシミュレータを介した無線通信特性評価結果，フィールドテスト結果を示す． 5. 1 RF特性測定結果図16に下り送信パワースペクトルの測定結果を示す．本測定結果は，基地局架のアンテナコネクタにスペクトルアナライザを接続して取得した．図16より，基地局の送信波形が，スペクトルマスク仕様どおりに，モード1 (96 MHz)，2 (18 MHz)の帯域を占有し，全帯域にわたり2 dB以内のレベル差に収まっていることが分かる．表3にモード1（100/40 MHz（下り/上り））のときの基地局，移動局のRF特性の測定結果を示す．基地局では，増幅器とアンテナの距離を20 [m]に抑え，両者を低損失の20Dの高周波同軸ケーブルで接続することでケーブルロスを4 dB台にとどめた．また，広帯域信号にもかかわらず2 dB程度の雑音指数に収まっている． 5. 2 RFケーブルを介した無線通信特性評価結果本節では，RFケーブルを介した無線通信特性として，下り100 MHz通信の評価結果を示す．図17に実験系を示す．基地局からの送信RF信号は，パワーアッテネータにて減衰した後に，フェージングシミュレータに入力される．フェージングシミュレータとノイズ発生器により，基地局からの送信信号はマルチパス伝送路を介して白色雑音（熱雑音に相当）が加わることになる．測定中，希望波信号の受信電力を−40 dBm に保ち，ノイズ発生器の出力レベルを調整することにより，SNR (Signal to Noise power Ratio)を変化させた．前述のとおり，希望波信号の受信レベルが移動局の熱雑音レベルよりも十分高いため，熱雑音は無視

できる．MIMOの場合は，ストリームごとに受信電力

を測定し，受信アンテナ間での受信レベルをそろえた．図18にR-OFDMのPER (Packet Error Rate)特

性の実験結果を示す．アンテナ構成はSISOとし，マ

図 16 下り送信パワースペクトルの測定結果 Fig. 16 Measured forward transmission power

spec-trum.

表 3 基地局，移動局 RF 特性の測定結果 Table 3 Measured BS and MS (Mobile Station) RF

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図 17 実験系

Fig. 17 Overviews of experimental conﬁgurations.

ルチパスモデルとしてITU-Rの6パスTU (Typical Urban) [15]を用いた．フェージングシミュレータに設

定する移動局の移動速度は30 km/hとした．MCSは

QPSKの3/4符号化率で，ターボ復号により誤り訂正

を行った．パケット誤りの有無は，16ビットのCRC

(Cyclic Redundancy Check) [16]により判定した．図

18には，R-OFDMだけでなく，OFDMのPER特性もプロットし，シミュレーション結果もプロットしている．測定，シミュレーションとも，R-OFDMの回転次数は4で，回転角θ(= θ1 =θ2)は，0.4（単位：π/4 [rad.]）とした．本実験前に，1 %程度のPER が得られるSNRにて，回転角を変えてPERを測定し，0.4の回転角が最小のPERを与えることを確認している．図18より，R-OFDMはOFDMに比べて 1 %のPERが得られる所要SNRを1.1 dB程度改善できることが分かった．シミュレーションでの改善量も1.0 dB程度であるから，妥当な結果といえる．また，シミュレーションに対する実測の所要SNRの劣化量も0.5 dB程度にまで抑えられており，実測とシミュレーションの結果はよく一致しているといえる．図19にツインターボ復号のPER特性の実験結果を示す．ここでは，ツインターボ復号の基礎特性を把握するため，伝搬路はAWGN (Additive White Gaussian Noise)とした．MCSは16QAMの1/3符号化率である．図19には，ツインターボ復号だけでなく，ターボ復号のPER特性もプロットし，測定結果だけでなく，シミュレーション結果もプロットしている．図19 より，ターボ復号の代わりにツインターボ復号を用いることによって，所要SNRが改善でき，AWGN環図 18 R-OFDMの PER 特性の RF ケーブル接続実験結果

Fig. 18 Measured PER performance of R-OFDM in lab. experiment.

図 19 ツインターボ復号の PER 特性の RF ケーブル接続実験結果

Fig. 19 Measured PER performance of T2 decoder in lab. experiment. 境であっても，0.8 dB程度の利得が得られることが分かった．シミュレーションでの改善量も0.7 dB程度であること，シミュレーションに対する実機の劣化も 0.1 dB程度であることから，問題なく実装できたといえる．図18に示すR-OFDMのPER特性を含め，シ

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ミュレーションに対する実測の劣化量を1 dB未満に抑えられた要因として，図16から明らかなように，広帯域信号にもかかわらず，数dB程度の高い周波数フラットネスを実現できたこと，受信機の量子化誤差など，ハードウェア制約によるSNRの上限値を28 dB 程度と高く保てたことが挙げられる．図20にMIMO-OFDMのF-DCHスループット特性の実験結果を示す．F-DCHは2.2で述べたように，ユーザが通信用に用いるデータチャネルであり，パイロットチャネルや制御系チャネルは除かれている．マルチパスモデルは6パスTUとし，複数アンテナ間の伝搬路変動は無相関とした．安定した伝搬路状態のユーザにMIMOが提供されると想定し，移動速度は 3 km/hに設定した．16QAMと64QAMの変調方式と，1/2と3/4の符号化率を組み合わせ，計4通りのMCSについて評価している．MIMOストリーム多重は，一つのパケットを2本のアンテナで送信する，SCW (Single-Codeword)とした．フィードバックを用いないオープンループMIMOを仮定し，ストリーム多重において，プレコーディングは行っていない．受信機では，QR-MLDにより，ビットゆう度を算出し，ターボ復号により，復調した．図20より， 64QAMの3/4符号化率のMCSのとき，実機において，512.7 Mbit/sの平均スループットを達成できることが分かった．このときの平均PERは6.3 %であったが，瞬間的にはエラーフリーになるときもあり，547.2 Mbit/sの瞬時スループットも確認している．16QAMの3/4符号化率と64QAMの1/2符号化率は，同一の帯域効率を有するが，ダイバーシチ効果の高い周波数選択性環境下であっても，16QAM の方が64QAMより低いSNRで最大364.8 Mbit/s に到達していることが分かる．なお，本実験装置は，図 20 MIMO-OFDMの F-DCH スループット特性の RFケーブル接続実験結果

Fig. 20 Measured F-DCH throughput performance of MIMO-OFDM in lab. チャネル全体の最高ビットレートが1 Gbit/s相当になるように2× 2MIMOを採用し，符号化率も最大で11/12としている．すなわち，64QAMでの最大正規化ビットレートが6 [bit/Hz/stream]× 2 [stream] × 11/12 = 11 [bit/s/Hz]となり，CPのオーバーヘッド(4.7 μs/66.7 μs = 0.07)を考慮して，100 MHzの信号帯域幅で約1 Gbit/sとなる．しかし，帯域幅が 100 MHzのままでユーザが通信に使用するチャネルのビットレートを最大1 Gbit/s程度にするには，MIMO 多重数を4程度に増やす必要がある． 5. 3 フィールドテストによる無線通信特性評価結果フィールドテストはYRP（横須賀リサーチパーク・神奈川）[17]にて実施した．図21にフィールドテストコースと基地局，移動局アンテナの外観を示す．基地局アンテナはオムニアンテナで，YRPセンター3 番館の屋上に設置した．地表面からのアンテナ高は 26.1 m，垂直面チルト角は4度である．アンテナ利得は11.5 dBiであり，EIRP（等価等方ふく射電力）は 46.4 dBmとなる．基地局は1局のみであり，他セル干渉の影響は受けない．移動局アンテナもオムニ型であり，アンテナ利得は5.1 dBi，アンテナ高は3.5 m で，アンテナから移動局までのケーブルロスは1.6 dB である．電測車は図21の地点AからDに向かって， 30 km/h強の速度で走行させた．コース1（AからB），コース3（CからD）は，見通し外が支配的な伝搬環境，コース2（BからC）は，見通しが支配的な伝搬環境である．コース1，2，3の平均SNR/遅延スプレッ図 21 フィールドテストコースと基地局，移動局アンテナの外観

Fig. 21 Field test course and photographs of BS and MS antennas.

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ドは，それぞれ，22.3 dB/0.60μs，25.6 dB/0.18μs， 15.9 dB/0.43μsであった．図22にR-OFDMのPERのCDF特性を示す．図 22 (a)がコース1のCDF特性，図22 (b)がコース3 のCDF特性である．MCSはRFケーブル接続実験と同じで，3/4符号化率のQPSKとしており，PER は，そのときのパケット誤りの有無を10 [m]間隔でカウントすることにより算出している．図22より，実伝搬環境においても，R-OFDMの方がOFDM（回転角θが0.0のときのR-OFDMに同じ）より優れることが明らかとなった．コース1に着目すると，OFDM において1 %未満のPERが得られる場所率が69 %であったのに対し，R-OFDMでは，回転角θが1.0のときに場所率が最大12ポイント改善し，81％の場所率を達成できることが分かった．θが0.2のときの場所率は76 %程度であるが，θを0.4まで大きくすると 79 %の場所率に達し，十分な改善量が得られることが分かった．一方，コース3に着目すると，コース1において最大の改善量が得られたθ = 1.0での特性が劣化し，OFDMと同程度の場所率であることが分かる．回転角を大きくすると，R-OFDMの伝送特性は伝搬路状態に大きく依存するようになるため，適当な回転角を設定する必要があり，実伝搬環境でも同様の傾向図 22 R-OFDM PERの CDF のフィールドテスト結果 Fig. 22 CDF of measured R-OFDM PER in ﬁeld

test. が確認できた．θが0.2のとき，18 %の最大の場所率が得られ，θが0.4のときでも，17 %の場所率が達成できている．0.4の回転角は，5.2で述べたRFケーブル接続の屋内実験において，6パスTUマルチパスモデルを適用したときの最適回転角である．このように，屋内実験で求めた最適回転角が屋外の実伝搬環境でも適用可能であり，優れた特性を引き出すことを確認した．文献[18]では，回転多重されたシンボルを十分離れたサブキャリヤに配置すれば，最適な回転角はマルチパス伝送路の条件に依存せず，MCSによって決まることが，計算機シミュレーションにより示されている．この最適な回転角に関する性質は，実環境においても成立することを本実験により確認できた．

6. むすび

ギガビットクラスの伝送レートを目指して筆者らが開発したIMT-Advanced実験装置の全体構成と通信にかかわる仕様，要素技術検証のための装置構成や実験結果等を述べた． IMT-Advanced向けバンドがWRC07で特定され， IMT–Advanced へ向けた機運が高まりつつある．

OFDMA やMIMO等の主要な要素技術はLTEや

WiMAXで先行して採用されており，それら方式をベースとする新たな方式がIMT-Advancedの要件を満たすものとしてITU-Rへ提案されている．今後は評価作業を経て2011年に標準方式が認定される予定である．昨今の状況として，ビット単価の更なる低減が求められており，設備と運用の両面から様々な研究開発が行われている．無線は移動通信に欠かせないメディアであるが，その機能は今やコモディティ化し，「モデム」の一言で片づけられることが多い．しかしそこには多くの技術とIPRが詰まっており，今後も進化し続けるであろう．技術力の維持向上のためにも継続した研究開発が望まれる．謝辞日ごろ御指導頂くKDDI研究所伊藤会長，秋葉所長，松本副所長，野本執行役員に感謝する．文献

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