招待論文
シリコンフォトニクスハイブリッドレーザの高速波長切り替え動作
北
智洋
†a)メンデス アストゥディージョ マヌエル
†High-speed Wavelength Switching Operation of Silicon Photonics Hybrid Wavelength
Tunable Laser Diode
Tomohiro KITA
†a)and Manuel MENDEZ ASTUDILLO
†あらまし シリコン導波路を用いて作製した波長可変フィルタと化合物半導体光増幅器とを結合させたヘテロ ジニアス波長可変レーザにおいて高速に波長を切り替えるための通電加熱構造を作製した．シリコン導波路に おけるマルチモード干渉を利用することで低光学損失な通電加熱位相シフターを開発し C バンドをカバーする 62 nm の波長可変範囲と 200 µsec 以下の波長切り替え時間を実現した． キーワード 波長可変レーザ，リング共振器，シリコンフォトニクス，マルチモード干渉
1.
ま え が き
波長可変レーザは，波長分割多重技術を基盤とした 大容量光通信のキーデバイスであるとともに，近年で はセンシングなどにも応用範囲が拡大され，以前に も増して波長可変レーザの高性能化，低製造コスト 化は重要な課題である．Optical Coherent Tomography (OCT)における広帯域光源にはMEMSによる波長可 変機構が用いられており，数百KHzの高速な周波数 掃引が実現されている[1]．また，自動運転に必須のデバイスとして研究開発が行われているLight Detection and Ranging (LiDAR)においても，波長によってレー ザ光の出射方向を制御する手法が検討されており[2]， 高速な波長切り替えが可能な波長可変レーザが様々な 分野で求められている． 我々のグループでは，シリコンフォトニクスによっ て作製した波長可変フィルタを外部共振器として用い， 化合物半導体光増幅器(SOA)と集積化させたハイブ リッド波長可変レーザを開発している[3]∼[5]．これ までに非常に小型でありながら100 nmを超える広い 波長可変範囲[6]，100 kHz以下の狭線幅発振，100 mW †早稲田大学理工学術院先進理工学部応用物理学科，東京都
Department of Applied Physics, School of Advanced Science and Engineer-ing, Faculty of Science and EngineerEngineer-ing, Waseda University, 3–4–1 Ohkubo, Shinjuku-ku, Tokyo, 169–8555 Japan
a) E-mail: [email protected] を超える高出力等[7], [8]の化合物半導体モノリシック 波長可変レーザに匹敵する優れた特性を示してきた． しかしながら従来の波長可変レーザでは，3 µm程度の 厚いクラッド上に設置したマイクロヒーターによって シリコン導波路を加熱することで波長切り替え動作を 行っており，波長切り替え時間は1 msec程度が限界で あった．本研究では，波長切り替え速度を高速化する ために，シリコン導波路を直接通電加熱する構造を開 発した．マルチモード干渉(MMI)を利用することで 低光学損失・低電気抵抗な通電加熱構造を実現し，波 長切り替え時間200 µsec以下の高速な波長切り替えに 成功した．
2.
シリコン
MMI
導波路を用いた低光学損
失通電加熱構造
シリコン光導波路を用いた波長可変フィルタにおい ては，周囲長の異なる二つのリング共振器のバーニア 効果を利用して任意の波長を選択している[3]．この ときリング共振器のFree spectral rage (FSR)が大きい， すなわち周囲長の短い小型のリング共振器を用いるほ どモード利得差は増加し，波長選択性の高いフィルタ を作製できる．このためリング共振器の共振波長を変 化させるための位相シフターは，100 µm以下の短尺 な構造が適している．高速光変調器などに用いられる シリコンのキャリアプラズマ効果を利用した位相シフ ターは，数nsecの高速な応答が可能であるが，屈折率の変化量は最大で10−3程度であり，伝搬光の位相 を2π変化させるためには数mm程度の長尺の位相シ フターが必要である．また屈折率の変化とともにキャ リアプラズマ吸収も生じることから，波長変化時に位 相シフターの挿入損失が増加してしまいレーザ共振器 内のフィルタに用いるには不向きである．このような 理由から波長可変フィルタには，1∼3 µm程度の厚さ のSiO2クラッド上にTa，TiN等で作製したマイクロ ヒーターによってシリコン導波路を加熱し，熱光学効 果によって屈折率を変化させる熱光学位相シフターが 用いられる．シリコンは，約1.9 × 10−4(1/℃)とシリ カの十倍以上の熱光学定数をもつため100 µm以下の 短尺な構造であっても2π以上の位相シフトが可能で ある．しかしながら通常のマイクロヒーターを用いた 位相シフターでは，SiO2クラッドを含めた加熱部分 の熱容量が大きく，シリコン導波路の加熱・冷却には 1 msec程度の時間を要する．シリコン導波路を高速に 加熱・冷却するためには，加熱部分の熱容量を極力小 さくすることが肝要である．熱容量を小さくするため に，シリコン導波路をAdiabaticテーパーを用いて通 電加熱する構造が提案され，数µsec程度の高速な光 スイッチが実現されている[9]．シリコン導波路を通 電加熱するために必要な電極構造は，伝搬光を反射， 散乱させない低光学損失な構造を用いる必要がある． しかしながらシングルモードのシリコン導波路の伝搬 光を散乱させることなく電流を注入するためには非常 に小さな電流注入構造をシリコンで作製する必要があ り，電極部分の電気抵抗が増大し電極部分での電力消 費が大きくなる．Adiabaticテーパーを用いた通電加熱 構造においては，200 nm幅の一対のシリコン電極構造 が形成されており，スイッチングに要する電力のうち 37%は電極部分での無用な電力消費である． 本研究ではマルチモード導波路におけるMMIを利 用することで低光学損失かつ低抵抗なシリコン通電加 熱電極構造を作製した．高さ0.22 µm，幅0.6∼1.5 µm 程度のシリコン導波路にTE偏光を入射しTE 0次モー ド及びTE 2次モードを励振すると二つの伝搬モード の干渉によって伝搬光は周期的に収束と発散を繰り返 す．図1に幅1.24 µm，高さ0.22 µmのシリコン導波 路におけるMMI周期の波長依存性の計算結果を示す． 本導波路においては1.55 µmの伝搬光が2.4 µmの周 期で干渉することを示している．ここで伝搬光が中心 部分に収束する位置に電極構造を2.4 µmの周期で配 置すると，伝搬光が中心部分にのみ集中しているため 図 1 幅 1.2 µm，高さ 0.22 µm のシリコン導波路における MMI 周期の波長依存性
Fig. 1 Wavelength dependence of MMI beat length.
図 2 MMI ヒーター構造における伝搬光の電界分布 Fig. 2 Electric field in MMI heater structure.
導波路端の電極の影響を受けにくくなる．そのため電 極による光学損失及び反射が減少する．幅0.4 µmの シングルモード導波路からテーパー構造を介して幅 1.24 µmのマルチモード導波路に結合した構造におけ る伝搬光の電界分布をFDTDによって計算した結果を 図2に示す．ここで図の上下方向に電流を流すための 電極構造は，幅0.4 µmとして10周期配置している． 伝搬光の電界がマルチモード導波路全体に広がってい る位置(a)及び中心部分に収束し上下に高濃度にドー
ピングされたシリコン電極を設置している位置(b)で の断面電界分布をそれぞれ示している．本構造の波長 1.55 µmの伝搬光に対する損失の計算結果は0.02 dB 以下である．MMIの周期は，波長に依存するため電 極による損失も波長に依存するが，Cバンドの波長帯 (1530∼1565 nm)全域で0.05 dB以下の低光学損失な 電極構造が実現できることを確認した．更に先行研究 のAdiabatic構造を用いた通電加熱構造[9]と比較して 多数の電極を並列に設置できるため電極における電気 抵抗を小さくすることが可能である[10]．
3.
MMI
位相シフターを装荷したリング共
振器
前章において設計したMMI導波路ヒーターを装荷 したリング共振器を試作した．シリコンの構造のみを 作製したリング共振器のSEM画像を図3に示す．一 つのリング共振器内に二つのMMI導波路ヒーターを 装荷し，電気的には二つのヒーターが直列に接続され ている．図3には示されていないが，MMI導波路と接 続している上下各10本の 状シリコン電極及びアル ミ配線とオーミックコンタクトを形成する幅広なシリ コン電極は約1× 1019cm−3のp型ドーピングを施し ている．また，光が伝搬するMMI導波路部分は，ノ ンドープのものと約5× 1017cm−3のp型ドーピング のものの二種類を作製した． 図4に試作したリング共振器のドロップポートへの 透過スペクトルを示す．どちらの構造もC帯全域で明 瞭な共振スペクトルを示しているが，MMI導波路を ドーピングした構造の方がキャリアプラズマ吸収の影 響によって共振波長での損失が2 dB程度大きいこと が確認できる．このため波長可変レーザ用のフィルタ 図 3 MMI ヒーターを装荷したリング共振器の SEM 像 Fig. 3 SEM image of ring resonator with MMI heaters.には，MMI導波路がノンドープの構造を用いることと した．次にMMIヒーターに通電加熱した際の透過ス ペクトルを図5に示す．ヒーターへの投入電力を増加 させシリコン導波路を加熱すると，熱光学効果によっ てシリコンの屈折率が上昇し共振波長は長波長側にシ フトしていく．加熱によって位相をシフトさせてもリ ング共振器のフィネスは変化せず，高い波長選択性が 維持されていることが確認できる．投入した電力と共 振の位相変化の関係を図6に示す．約28 mWのヒー ター電力によって2πの位相変化が得られた． 図 4 リング共振器の透過スペクトル Fig. 4 Transmission spectra of ring resonators.
図 5 透過スペクトルのヒーター電力依存性 Fig. 5 Heater power dependence of transmission spectra.
図 6 選択波長のヒーター電力依存性 Fig. 6 Heater power dependence of selected wavelength.
4.
MMI
位相シフターを装荷した波長可変
レーザ
MMI導波路ヒーターを装荷した二つのリング共振 器を直列に配置した波長可変フィルタを試作し，Cバ ンド化合物半導体光増幅(SOA)チップと結合させレー ザ発振特性を評価した．図7に評価した波長可変レー ザの模式図を示す．SOAチップのシリコンフォトニ クスチップと結合する面は無反射コーティングが施し てあり，レーザ光を出力する端面の反射率は6%であ る．SOAチップの活性層を伝搬する光はシリコンフォ トニクスチップの端面に作製したダブルコア型スポッ トサイズコンバータ[11]を介して低損失にシリコン導 波路に結合している．シリコンフォトニクスチップ内 の二つのリング共振器のFSRはそれぞれ584 GHzと 547 GHz，Q値は約4000であり，バーニア効果によっ て選択される波長範囲は約70 nmである．設計した波 長フィルタの反射スペクトルの計算結果を図8に示 す．ここでリング共振器とバス導波路との結合効率は 0.15，シリコン導波路の伝搬損失は3 dB/cm，MMI位 相シフター一つ当たりの挿入損失は0.05 dBとしてい る．選択モードと再隣接モード間の利得差は約10 dB であり，波長フィルタの選択波長での挿入損失は約 4.7 dBである． SOAチップの温度をペルチェ素子によって25℃に し，ステッピングモータステージを用いてSOAチップ とシリコンフォトニクスチップとを結合させた．SOA の6%の反射率をもつ端面からの出力光をレンズモ ジュールによってシングルモードファイバーに結合し レーザ発振特性を評価した．図9にSOAへの注入電 流と出力光強度の関係を示す．しきい値電流約28 mA の明瞭なレーザ発振が確認でき，得られた最大出力光 強度は150 mA注入時の約16 mWである．通常のマ 図 7 波長可変レーザの模式図 Fig. 7 Schematic of wavelength tunable laser diode.図 8 ダブルリング波長可変フィルタの反射率の計算結果 Fig. 8 Calculation result of ring resonator wavelength tunable
filter.
図 9 出力光強度の SOA 電流依存性 Fig. 9 SOA injection current dependence of output power.
イクロヒーターを用いた波長可変フィルタにおける発 振しきい値電流は，25∼30 mA [3], [4]と本構造と同 程度であることから，MMI位相シフターを装荷した ダブルリング波長フィルタは十分に小さな挿入損失で ある．MMI位相シフターによって発振波長を変化さ せたときの波長スペクトルの重ね合わせ及び各発振 波長でのサイドモード抑圧比(Side mode suppression ratio: SMSR)を図10に示す．得られた波長可変範囲
図 10 様々な波長で発振させた波長スペクトルとサイド モード抑圧比
Fig. 10 Superimposed wavelength spectra and SMSRs.
図 11 レーザ発振波長のヒーター電力依存性 Fig. 11 Heater input power dependence of lasing wavelength.
は，1503∼1565 nmとC帯をカバーしており，全ての 発振波長でSMSR 40 dB以上のシングルモード発振 が得られている．図11に発振波長とヒーター投入電 力の関係を示す．本測定ではFSRの大きな片方のリ ング共振器のみを加熱しており，加熱するに従って発 振波長は短波長側にシフトしていく．波長シフトの間 隔は約560 GHzであり，加熱していないリング共振 器のFSRに対応している．波長可変フィルタによる 選択波長がSOAの増幅波長帯域を超えるとレーザ発 振は止まり，長波長側の選択波長におけるレーザ発振 が確認できる．ここで一周回って同じ共振モードで発 振している状態がリング共振器内の位相が2πシフト することに対応している．27.4 mWのヒーター電力に よって2πの位相シフトが得られている．過去に報告 図 12 波長切り替え時の周波数変化 Fig. 12 Frequency response at lasing wavelength switching.
したマイクロヒーター構造における2π位相シフト電 力は60 mW程度であり[6]，本構造が消費電力の点で も優れていることがわかる．本研究ではMMI位相シ フターを用いた波長切り替え速度の向上を目的として いるため片方のリング共振器しか加熱していないが， 二つの位相シフターの投入電力と発振波長のマッピン グを取得することで任意の波長での発振，ほぼ連続的 な波長掃引動作が可能である[7]． 次に本波長可変レーザの波長切り替え時間を評価し た．レーザ出力光を半値全幅4 GHzの狭帯域バンド パスフィルタに入射し，透過光の強度より発振周波数 の時間変化を評価した．図12に測定した発振周波数 の時間変化を示す．本測定では，0 µsecにおいてMMI ヒーターに約23 mWのステップ状の電力を投入しリ ング共振器の位相を約1.73π変化させている．発振波 長が目標波長の±1 GHzの範囲に安定化した時間を波 長切り替え時間とすると192 µsecの波長切り替え時間 が得られた． 図13に様々な位相シフト量での波長切り替え時間 の測定結果を示す．ここで2πの位相シフトは63 nm の波長変化に対応する，またMMI位相シフターに電 力を投入し加熱することで短波長側に位相シフトさせ た場合をTemperature up，投入電力を減少させて長波 長側にシフトさせた場合をTemeprature downとそれ ぞれ示している．位相シフト量が大きいほど波長切り 替えに要する時間は増加していくが，Cバンド全域で 200 µsec以下での高速な波長切り替え時間が得られた． MMI位相シフターを加熱した場合の方が波長切り替 えに要する時間が長くなる理由は不明であるが，詳細 な熱伝導シミュレーション等で動作特性を解析してい く予定である．
図 13 波長切り替え時間 Fig. 13 Wavelength switching time.
5.
む す
び
MMIを利用することでCバンド全域で0.05 dB以下 の低挿入損失な通電加熱構造を開発した．本構造をリ ング共振器に装荷したハイブリッド波長可変レーザに おいて，最大出力光強度16 mW，波長可変範囲63 nm の発振特性が得られた．波長切り替えに要する時間は 200 µsec以下であり，本構造の有効性を示した． 謝辞 本研究の一部は，科研費(19H02634)及び情 報通信研究機構委託研究「高い環境耐性を有するキャ リアコンバータ技術の研究開発」の助成により実施さ れた． 文 献[1] V. Jayaraman, D.D. John, C. Burgner, M.E. Robertson, B. Potsaid, J.Y. Jiang, T.H. Tsai, W. Choi, C.D. Lu, P.J.S. Heim, J.G. Fujimoto, and A.E. Cable, “Recent advances in MEMS-VCSELs for high per-formance structural and functional SS-OCT imaging,” Proc. SPIE, vol.8934, pp.893402-1–11, March 2014.
[2] J.K. Doylend, M.J.R. Heck, J.T. Bovington, J.D. Peters, L.A. Coldren, and J.E. Bowers, “Two-dimensional free-space beam steering with an optical phased array on silicon-on-insulator,” Opt. Express, vol.19, no.12, pp.21595–21604, Oct. 2011.
[3] K. Nemoto, T. Kita, and H. Yamada, “Narrow-spectral-linewidth wavelength-tunable laser diode with Si wire waveguide ring res-onators,” Appl. Phys. Express, vol.5, no.8, pp.082701-1–3, Aug. 2012.
[4] T. Kita, R. Nemoto, and H. Yamada, “Long external cavity Si pho-tonic wavelength tunable laser diode,” Jpn. J. Appl. Phys., vol.53, pp.04EG04-1–6, Feb. 2014.
[5] T. Kita, N. Yamamoto, T. Kawanishi, and H. Yamada, “Ultra-compact wavelength-tunable quantum-dot laser with silicon-photonics double ring filter,” Appl. Phys. Express, vol.53, no.6, pp.062701-1–4, April 2015.
[6] T. Kita, R. Tang, and H. Yamada, “Compact silicon photonic wavelength-tunable laser diode with ultra-wide wavelength tuning range,” Appl. Phys. Lett., vol.106, no.11, pp.111104-1–4, March 2015.
[7] N. Kobayashi, K. Sato, M. Namiwaka, K. Yamamoto, S. Watanabe, T. Kita, H. Yamada, and H. Yamazaki, “Silicon photonic hybrid ring-filter external cavity wavelength tunable lasers,” J. Lightwave Technol., vol.33, no.6, pp.1241–1246, March 2015.
[8] T. Kita, R. Tang, and H. Yamada, “Narrow spectral linewidth sil-icon photonic wavelength tunable laser diode for digital coherent communication system,” J. Sel. Top. Quant. Electron., vol.22, no.6, pp.1500612-1–12, April 2016.
[9] M.R. Watts, J. Sun, C. DeRose, D.C. Trotter, R.W. Young, and G.N. Nielson., “Adiabatic thermo-optic Mach-Zehnder switch,” Opt. Lett., vol.38, no.5, pp.733–735, March 2013.
[10] M. Mendez-Astudillo, M. Okamoto, Y. Ito, and T. Kita, “Com-pact thermo-optic MZI switch in silicon-on-insulator using direct carrier injection,” Opt. Express, vol.27, no.2, pp.899–906, Jan. 2018.
[11] T. Shoji, T. Tsuchizawa, T. Watanabe, K. Yamada, and H. Morita, “Low loss mode size converter from 0.3 µm square Si wire waveguides to singlemode fibres,” Electron. Lett., vol.38, no.25, pp.1669–1671, Dec. 2002. （2020 年 1 月 6 日受付，6 月 2 日再受付，10 月 15 日公開） 北 智洋 （正員） 1998 北陸先端科学技術大学院大学博士後 期課程了．博士（材料工学）．東北大学電 気通信研究所博士研究員，東北大学工学研 究科助教，准教授を経て，2018 早稲田大学 理工学術院先進理工学部応用物理学科准教 授．シリコンフォトニクスを中心にした光 集積デバイスの研究に従事．応用物理学会，OSA 各会員． メンデス アストゥディージョ マヌ エル 平 24 メキシコ国立自治大学・電子電気 卒．平 26 阪大大学院修士課程了．平 30 早 稲田大学大学院博士後期課程了．平 30 同 大理工・講師．Si フォトニクスの研究等に 従事．博士（理学）．OSA，日本応用物理学 会各会員．
