招待論文

招待論文

端末アンテナシステム技術： 30 年にわたる研究開発の足跡

小川 晃一

^†a)

Mobile Antenna System Technologies: The Trajectory of 30-Year R&D Activities Koichi OGAWA

^†a)

あらまし 本論文の目的は，ダイバーシチからアダプティブアレー，そしてMIMOアレーアンテナと進化し続 けてきた端末アンテナシステム技術の30年にわたる進化の足跡を，筆者が携わってきた研究開発を中心にまと

め，第5世代以降(B5G: Beyond 5G)の移動体通信に向けた技術開発に対する教書的役割を担うことである．すな

わち，第2世代以前の一見古典的と見える研究成果を現在の応用技術と結びつけることによって，その研究当時 とは全く異なった温故知新的発想が従来研究に新しい価値を吹き込み，新規性のある研究を生む原動力になり得 ることを説く．更に，現在実施している飛翔車両（空飛ぶ車）向け高速通信アンテナに関する研究開発プロジェ クトを通して，新たな利用技術が要求するキー技術と解決策の関係を考察し，拡大し続ける端末アンテナシステ ム技術を未来に向けて展望する．

キーワード 端末アンテナ，移動体通信，ダイバーシチ，アダプティブ，MIMO

1.

ま え が き

本論文の論点である端末アンテナシステムとは，移 動体通信の移動局側アンテナに関し，ダイバーシチ，

アダプティブアレー，あるいは

MIMO

アレーアンテ ナのようにアンテナと回路が一体としてシステム的に 統合され，アレー素子の送受信信号に複素重み付けを 施すことによって，アンテナと相互影響する外部環境 下において最適な通信性能が得られるように適応的に 信号処理・合成・制御するアンテナのことを言う．

筆者の端末アンテナシステムに関する研究開発は，

その端緒がおよそ

30

年前の

1990

年代に遡り，大型 の自動車電話

[1]

^〜

[5]

から人がもち運びできる手のひ らサイズの携帯端末への転換点となった第

1

世代アナ ログ

FM

変調方式携帯端末の小型化競争

[6], [7]

の勃 発がきっかけであった．当時の我が国の携帯電話方式 は，加入者の増大とサービスエリアの拡大を目的に，

世界に先駆けて端末側にダイバーシチ受信方式を採用 していた．この先進ダイバーシチ方式は，第

2

世代デ ジタル携帯端末

[8], [9]

に引き継がれ，デジタル携帯

†富山大学，富山市

Toyama University, 3190 Gohuku Toyama-shi, 930–8555 Japan a) E-mail: [email protected]

DOI:10.14923/transcomj.2020API0002

電話方式における高い周波数利用効率を達成するとと もに，ダイバーシチ受信の高感度化によって利用者の

『繋がる携帯電話』の要求を満たすことで，携帯電話を 信頼性の高い通信インフラとして社会に定着させ，そ の後の移動体通信ビジネスの爆発的な拡大を支え続け た

[10]

．

これらアナログ及びデジタル携帯電話に関して，そ のダイバーシチ方式の実現に向けて実施した多様で 広範囲におよぶ数々の研究開発成果

[11]

〜

[17]

は，今 日の第

4

世代及び第

5

世代移動体通信

(4th and 5th Generation Mobile Communications)

を支えているアダ プティブや

MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)

ア レーなど適応信号処理アンテナの技術的な基盤となっ ている．これが本論文の主要な論点の一つである．

端末アンテナ^（注1）の特徴は，その性能が無線機きょ う体，無線回路，人体及び電波伝搬などの外部環境に 強く依存していることである

[18], [19]

．更に，現在急 速に開発が進んでいる

IoT (Internet of Things)

^や

BAN (Body Area Network)

，更に常時インターネット接続す る機能を具備した自動車

(Connected Car)

では，端末 アンテナは，搭載対象物固有の動的特性によって，従

（注1）：本論文では，“端末アンテナ”の用語を，携帯電話のように使用 者に近接して使用される無線機のアンテナ（携帯端末アンテナ）とIoT など機器に装着される無線機のアンテナの総称として用いる．

来の携帯端末アンテナとは異なったアンテナ

—

外部環 境間の電磁相互影響を受けることになる．

このように端末アンテナでは，アンテナと外部環境 の相互影響を統合して考える必要があるため，問題を 極めて複雑にしている．文献

[19]

では，この問題の複 雑さを自由度の増加として捕らえ，問題解決（性能向 上）のための手段として用いることを論じている．す なわち，端末アンテナをシステム的に取り扱うことに よって，アンテナ単体のみでは解決が困難な課題を克 服できる可能性が見えてくる．

例えば，体温や脈拍などの生体情報を常時モニタリ ングすることによって，医療や介護分野における省力 化を図り，効率的なサービス提供を目的とした人体装 着小型

BAN

無線機では，無線機が腕や脚に取り付けら れた場合，使用者の歩行動作など複雑でかつ個人固有 の動的変動特性に応じてアンテナの偏波が激しく変化 する

[20], [21]

．更に，病院内や家庭内など使用者が異 なった電波伝搬環境で無線機を使用した場合，電波伝 搬上の偏波特性である

XPR (Cross Polarization Power Ratio) [22]

〜

[24]

が大きく変化する

[25]

．

上述した使用者の動きと電波伝搬に起因した偏波特 性の変動は受信レベルの低下を招き，医療

ICT (Infor- mation and Communication Technology)

^{無線応用の高} 信頼性要求を大きく損なう．この課題に対して，空間 的に直交配列したアンテナと無線回路を組み合わせ，

受信した偏波信号を適応的に信号合成することが試み られており，信号強度の大幅な増大を図ることに成功 している

[26], [27]

^．

更に，

BAN

応用に対する上述した課題は，

Connected Car

などの自動車に対する無線応用に関しても，右折左 折時の車両方向の変化や道路傾斜による傾き，更には 道路沿い伝搬

[28], [29]

やスモールセル構造

[30], [31]

など都市構造及び基地局配置に起因する伝搬環境によ る偏波特性の変動が，

BAN

応用と同様に受信レベルの 変動要因になる．すなわち，アンテナと無線回路，更 に信号合成技術を統合したシステム的アプローチは，

今後移動体通信が向かうべき未来志向の研究開発に対 して一般性を有した波及効果の高い解決策を与えるこ とができる．

本論文の目的は，ダイバーシチからアダプティブア レー，そして

MIMO

アレーアンテナと進化し続けてき た端末アンテナシステム技術の

30

年にわたる進化の 足跡を，筆者が携わってきた研究開発を中心にまとめ，

第

5

世代以降

(B5G: Beyond 5G)

の移動体通信に向け

た技術開発に対する教書的役割を担うことである．す なわち，第

2

世代以前の一見古典的と見える研究成果 を現在の応用技術と結びつけることによって，その研 究当時とは全く異なった温故知新的発想が従来研究に 新しい価値を吹き込み，新規性のある研究を生む原動 力になり得ることを説く．更に，現在実施している飛 翔車両（空飛ぶ車）向け高速通信アンテナに関する研 究開発プロジェクトを通して，新たな利用技術が要求 するキー技術と解決策の関係を考察し，拡大し続ける 端末アンテナシステム技術を未来に向けて展望する．

2.

システム性能を決定する影響因子と性能 向上策及び評価方法

端末アンテナの研究開発は，応用分野

(Application)

の拡大とともに進化してきた

[18], [19]

．新しい応用分 野は，システムの性能を決定する主要影響因子

(Key Parameter)

を伴い，研究者はその影響因子を最適に制 御することによって性能の最大化を図るための新しい 解決策

(Solution)

とその性能を正しくかつ効率的に評 価するための計算及び測定方法

(Evaluation)

を与え続 けてきた．図

1

は筆者が

30

年にわたって関与してき た研究開発の歴史である．図中の

(*)

と

[*]

は対応す る章番号及び文献番号である．

図

1

に示すように，応用対象が変わると影響因子が 変化し，異なる解決策が求められる．例えば，携帯端

末

(Handset)

では人体影響が最大の影響因子であり，

人体影響を考慮したダイバーシチアンテナの設計と評 価方法が主要な研究対象であった．それに対して，そ の後の医療応用

(Medical ICT)

では，アンテナと伝搬

図1 端末アンテナの応用分野・影響因子・解決策・評価 方法

Fig. 1 Historical summary of application, key parameter, solution, and evaluation in mobile antennas.

に関係する偏波が影響因子であり，その影響下で性能 向上が図れるアレーアンテナの研究に推移している．

それに対応して，実使用状態における偏波の変化を正 しく再現し，測定評価することを目的に歩行動作を模 擬する動的ファントムを研究対象としている．

以降の章では，図

1

で示した端末アンテナの研究要 素を四つの応用分野の順に具体的に解説する．

3.

携帯端末ダイバーシチアンテナの研究

1.

のまえがきで述べたように第

1

及び第

2

世代携帯 電話システムの最大の特徴はダイバーシチ受信方式で あった．

1990

年代初頭の携帯端末アンテナの研究で は，自由空間及び人体近接時のブランチ間相関及び実 効利得特性を解明することに注力した

[32]

．

携帯電話用ダイバーシチアンテナの構造パラメータ の最適化を議論するためには，これら相関及び実効利 得特性の結果としてもたらされるダイバーシチ効果 について考察する必要がある．しかし，携帯端末ダイ バーシチアンテナでは，アンテナ間隔が狭いことによ る放射効率の低下，あるいは人為的な偏波面の傾きや 人体との電磁相互干渉の影響によって相関係数がたと え小さい状態であっても実効利得が大きく劣化する場 合があり，相関係数あるいはダイバーシチ利得のみで はダイバーシチアンテナの有効性を正しく評価するこ とが困難であった

[15], [16]

．

そこで文献

[32]

では，ブランチ間相関及び実効利得 特性を用いてシステムに与える定量的な効果を算出し ている．具体的には，アンテナ間相関及び実効利得を，

π/4

^シフト

QPSK

信号のダイバーシチ受信における相 関係数及び平均ブランチ電力として使用し，ダイバー シチアンテナの性能を所望の平均伝送誤り率特性を実 現するのに必要な平均到来波電力により評価している．

これにより，アンテナ特性が影響するシステム利得を 直接評価する指標を新たに導入し，この性能評価指数 をダイバーシチアンテナ利得

(DAG: Diversity Antenna Gain)

と定義した．

DAG

を用いることによって，異なった実効利得及び 相関特性を有するダイバーシチアンテナの性能を，直 接的に比較することが可能となる．すなわち

DAG

に より，外部環境及びアンテナ構成パラメータが変化し た場合のダイバーシチアンテナの実効性能を調べるこ とができ，高いアンテナ性能を得るための条件を具体 的に知ることができる．以下では，

DAG

^{の概要を解説} する．

3. 1

伝送信号誤り率に基づくダイバーシチ利得 通常，ダイバーシチ利得は信号強度の累積確率分布 に基づいて定義される

[33]

．しかしながら，デジタル 無線システムの回線設計では伝送信号誤り率を保証す ることが重要であるため，伝送信号誤り率に基づくダ イバーシチ利得を求める必要がある．

第

2

世代携帯電話のように低速移動で伝送速度が比 較的遅い場合を考察する．また，伝搬路上での信号ひ ずみ（ランダム

FM

及び遅延ひずみ）は考慮しないも のとする．更に，受信機の波形整形フィルタは理想的 なナイキスト特性を有し，符号間干渉は生じないとす る．したがって，このような仮定のもとでは，振幅成 分のランダムな変動による乗法的雑音のために検波器 では伝送符号の判定誤りが生じることになる．

包絡線フェードによるダイバーシチ受信時の平均誤 り率

P

_eは，レイリーフェージング時において瞬時の 検波器入力搬送波対雑音電力比（瞬時

CNR

）が

γ

^で あるときの条件付誤り率

p

e

(γ)

^{を用いて，次式により} 求めることができる

[4]

．

P

e

=

∫

∞ 0

p

e

(γ) p(γ) dγ (1)

ただし，

p(γ)

^{は合成後の瞬時}

CNR γ

^{の確率密度関数}

(pdf)

である．

式

(1)

に基づき選択合成及び最大比合成における平 均符号誤り率を求め

[32]

，不等レベル比をパラメータ として各平均誤り率における相関係数とダイバーシチ 利得の関係を求めた結果を図

2

に示す．平均誤り率に 基づくダイバーシチ利得

G

_divは次式で定義した．

G

_div

= Γ

_div

Γ

_sngl

(2)

図2 π/4シフトQPSKの誤り率特性 Fig. 2 BER performance ofπ/4-shift QPSK.

ここで

Γ

_snglは，規定する平均誤り率において，両ブ ランチのうち平均

CNR

が大きい方のブランチで単一 ブランチを構成した場合の平均

CNR

^，

Γ

_divはダイバー シチ受信適用時の平均

CNR

である．

図

2

において，

ρ

eは相関係数であり，

r

は不等レベ ル比を示す．また，

Non-div.

は完全相関（

ρ

e

= 1

）の 場合の誤り率特性である．

P

e

= 10

⁻³ におけるダイバーシチ利得を図

2

^か ら読み取ると無相関，等平均電力の状態で選択合成

(SC)

では

11.8dB

，最大比合成

(MRC)

では

12.9dB

で ある．なお最大比合成では，いずれかのブランチの 受信波がなくならない限り合成後の

CNR

は単一ブラ ンチ受信の場合よりも高くなるので，完全に相関が 生じている場合

(ρ

e

= 1)

でも，ダイバーシチ利得は

10 log

₁₀

{( Γ

₁

+ Γ

₂

)/ Γ

₁

} (dB)

だけ改善される．ここで，

Γ

₁及び

Γ

₂は，ブランチ

1

及び

2

における単一ブラン チの

CNR

である．なお，式

(2)

のダイバーシチ利得 はシステム要件（誤り率）に対応して定義されており，

累積確率分布に基づくダイバーシチ利得

[33]

とは異 なった量である．すなわち，デジタル無線システムの 回線設計では式

(2)

の平均誤り率に基づいたダイバー シチ利得が用いられる．

3. 2

ダイバーシチアンテナ利得

これまでの議論から相関係数

ρ

e及び不等レベル比

r

から平均誤り率が式

(1)

に基づいて与えられ，それ よりダイバーシチ利得

G

_divを式

(2)

より求めること ができる．これに対し，平均実効利得（

MEG: Mean Effective Gain

^）

[22]

，不等レベル比，相関係数の効果を 全て含んだシステムの性能評価指数

F

_divを次式で定 義する．

F

_div

= G

₁

· G

_div

( r

_m

≤ 1 )

= G

₂

· G

_div

(r

m

> 1) (3)

ここで，

G

₁，

G

₂はそれぞれブランチ

1

及びブランチ

2

の

MEG

である．

r

mはそれぞれの

MEG

の相対比を 表し，

r

_m

= G

₂

/G

1によって定義される．

この評価指数を用いて表

1

に示す異なった相関特性

表1 相関及びMEG特性 Table 1 Correlation and MEG characteristics.

を有する二つのダイバーシチアンテナを比較してみる．

表

1

のダイバーシチアンテナ

A

は低相関，低利得でブ ランチ間のレベル差が大きい．これに対して，ダイバー シチアンテナ

B

は高相関，高利得，等レベルであり，

それぞれのダイバーシチアンテナがシステム上どのよ うな性能を有するのか，あるいはいずれのダイバーシ チアンテナが優れた性能を有するかは一見したところ 明らかでない．なお，表

1

^は，

PIFA (Planar Inverted-F

Antenna)

とモノポールアンテナによって構成されたダ

イバーシチアンテナにおいて，ダイバーシチアンテナ

A

はモノポールアンテナの長さが

L

_w

= λ/ 4

の場合の 特性を，ダイバーシチアンテナ

B

は

L

_w

= λ/ 2

の場合 の特性を表している

[11], [12], [32]

^．

今，ダイバーシチアンテナ

A

のブランチ

1

のみで 受信することを考え，平均誤り率が

10

⁻³となるとき のアンテナの平均受信電力を

P

_{r ec}とする．このとき，

ブランチ

1

の

MEG

を

G

_eとすると，アンテナが置 かれている空間における平均到来波電力の総和

P

₀^は

P

₀

= P

r ec

/G

eとなる

[22]

．任意の平均到来波電力

P

t をこの

P

₀で規格化し，選択合成の場合に，表

1

のダ イバーシチアンテナ

A

及び

B

の平均誤り率と相対平 均到来波電力

P

_t

/ P

₀の関係を描くと，図

3

のように なる．図において，横軸

P

t

/P

0は各ブランチの雑音電 力を一定と仮定すれば平均

CNR

に比例する量である．

なお，ここでは到来波電力が変化しても到来波の空間 的な分布（すなわち，到来波仰角，標準偏差及び

XPR

） は不変であるとしている．これは，例えば，基地局送 信電力を変化することで実現できる．

図

3

において，

Non-div.

と記した

2

本の曲線はダイ バーシチアンテナ

A

あるいは

B

のブランチ

1

のみで

図3 ダイバーシチアンテナの比較 Fig. 3 Comparison of the diversity antennas with selection

combining.

受信したときの特性を示しており，表

1

に示すように ダイバーシチアンテナ

B

ではダイバーシチアンテナ

A

よりブランチ

1

^の

MEG

^が

2dB

^{だけ大きいから，平均} 到来波電力で考えればダイバーシチアンテナ

A

と比較 して

2dB

だけ低い平均到来波電力で所望誤り率を得る ことができる（このとき平均

CNR

は両ダイバーシチ アンテナとも同じである）．なお，図

2

では

Non-div.

を完全相関の場合の誤り率特性としたが，図

3

^では

Non-div.

を単一ブランチの場合の誤り率特性として定

義した．上述のように横軸として伝搬環境における到 来波電力の指標をとることによって，アンテナ利得を 含めた誤り率特性の議論が容易になる．

ダイバーシチアンテナ

A

^あるいは

B

^{でダイバーシ} チ受信したとき，平均誤り率

10

⁻³におけるダイバー シチ利得は，図

3

に示すように，それぞれ

9.3dB

及 び

9.9dB

であり，これより

F

_divは

6.3dBi

及び

8.9dBi

と計算される．このことは，到来波の受信電界がダイ バーシチアンテナ

B

ではダイバーシチアンテナ

A

^よ りも

2.6dB

低い場所において

10

⁻³の平均誤り率が得 られることを意味している．この低減量は，また，規 定誤り率（

10

⁻³）を得るための基地局送信電力あるい は基地局アンテナ利得の低減量に等しい．

F

_divは，このように多重波中におけるダイバーシチ アンテナの実効的な性能（ダイバーシチ効果

+

^アンテ ナ利得）を反映した評価指数であり，これをダイバー シチアンテナ利得

(DAG: Diversity Antenna Gain)

と呼 ぶ．すなわち，ダイバーシチアンテナ利得により，従 来個別の特性からは把握が困難であった異なった相 関，実効利得特性を有する複数のダイバーシチアンテ ナの性能を直接的に比較することができ，アンテナ設 計の立場から有用な指標である．なお，上記では平均 誤り率

10

⁻³の場合を例にとって説明したが，他の誤 り率に対しても同様にして

DAG

^{を求め，ダイバーシ} チアンテナの実効性能を評価することができる

[32]

． また，偏波不整合や人体による損失を考慮すると

DAG

が負の値をとることもあり得る．

上記の例では

DAG

を携帯端末ダイバーシチアンテ ナに適用した場合を解説したが，他の応用分野に対し ても適用可能である．例えば，無線による家電連携を 目的とした

IoT

分野のダイバーシチアンテナでは，ア ンテナが機器に内蔵されることで，各ブランチが周辺 回路や金属きょう体から異なった電磁相互影響を受け ることによって，不等中央値の状態が発生する．この 状態におけるアンテナの性能評価及び性能最大化のた

めにも

DAG

は有用である．

4.

医療応用

BAN

アンテナの研究

図

4

に提案アンテナのコンセプトを示す

[26]

．図中 の四角の破線は

N

個の

MIMO

アンテナを示し，それ ぞれのユニットは直交ダイポールアンテナで構成さ れる．

二つのアンテナの受信信号はキーパラメータである 平均交差偏波電力比

X PR

とアンテナ傾き角

α

^を変数 とする重み関数

W

_Vと

W

_Hによって制御されている．

したがって，送受信側双方において学習信号（予備知 識：

Prior Information

）を用いて直交固有ビームを形成 して

MIMO

伝送容量の増加を図っている

MIMO

^固有 モード通信システム

[34]

とは違い，提案アンテナは学 習信号を用いずに重み関数を最適化することによって

MIMO

伝送容量を増加することができる．

図

5

に偏波制御ウェアラブル

MIMO

アンテナの構 成を示す．提案アンテナは直交する

3

^{本の半波長ダイ} ポールアンテナ（

A

x，

A

y，

A

z）によって構成される．

アンテナ傾き角

α

^は

z

軸から

x

軸への角度で定義さ れる．提案アンテナが使用者によって回転させられた とき，二つのスイッチ（

SW

₁，

SW

₂）によって

3

本の

図4 偏波制御ウェアラブルMIMOアンテナのコンセプト Fig. 4 Concept of the weighted polarization wearable MIMO

antenna.

図5 偏波制御ウェアラブルMIMOアンテナの構成 Fig. 5 Structure of the weighted polarization wearable MIMO

antenna.

アンテナから

2

本のアンテナを選択する．選択された アンテナは様々な伝搬環境において垂直偏波と水平偏 波を受信する．ここで注意すべきことは，図

5

^はあく まで電磁気的なモデルを示しており，ダイポールアン テナでなくても空間的に直交する電流が形成されれば 提案アンテナは正常に動作することである．

2

本の選 択されたアンテナの受信信号（垂直偏波成分

S

_Vと水 平偏波成分

S

_H^）は

X PR

^{とアンテナ傾き角}

α

^の変化 に基づいて作られる重み関数を使って合成される．

4. 1

伝搬環境の変化に対応する重み関数

提案アンテナが傾いていないときの重み関数を導出 する．図

5

に示したように，提案アンテナが傾いてい ないとき，受信信号（

S

_V^と

S

_H^{）は重み関数（}

W

_V^と

W

_H）によって乗算される．ここで，重み関数

W

_Vと

W

_Hはそれぞれ垂直偏波と水平偏波成分の受信信号に 対応する．したがって，提案アンテナの出力端の信号

a

は次式によって表される．

a = W

_V

s

_V

+ W

_H

s

_H

(4)

ここで，重み関数（

W

_Vと

W

_H）は

X PR

によって重み 付けした信号配分となるように次式により与える．

W

_V

=

√ X PR

1 + X PR (5)

W

_H

=

√ 1

1 + X PR (6)

式

(4)

，

(5)

，

(6)

からわかるように，重み付け関数

(5)

，

(6)

により，対象とする受信環境において優勢な到来 波偏波を選択的に抽出して合成しているので，提案方 法によって，

X PR

の大きな屋外伝搬環境及び

X PR

の 小さな屋内伝搬環境のいずれの受信環境においても最 適な受信波が得られることが期待できる．

4. 2

アンテナ傾き角の変化に対応する重み関数 提案アンテナは腕時計型のようなウェアラブル端末 への搭載を想定している．腕時計型端末のユースシー ンには二つが考えられる．一つは両腕を振って歩く歩 行状態であり，あと一つは使用者が端末の画面を見る ブラウジング姿勢である．

今，図

6

のようにアンテナ

A

_xと

A

_zを腕表面に対し て平行に，アンテナ

A

yを腕表面に対して垂直に装着 する．このとき，アンテナ

A

_x，

A

_y，

A

_zの方向と図

6

に示す座標軸

x

，

y

，

z

の関係は，図

6

の二つのユース シーン

(a)

，

(b)

によって変化する．そこで，腕の回転 運動に伴うアンテナと腕の位置関係の相対的な変化を

図6 腕時計型端末のユースシーン Fig. 6 Use scenarios of watch-type wireless terminals.

図

6

の座標に基づいて考察すると以下のようになる．

図

6 (a)

の歩行動作の場合，左腕は

y

軸を回転軸と して振られる．左腕の角度

β

^が

0

度のとき，アンテナ

A

_x，

A

_y，

A

_z（図

6 (a)

の赤，黒，青のアンテナ）はそれ ぞれ

x

，

y

，

z

軸に対して平行である．ここで，スイッ チ

SW

₁は

A

_zアンテナに，スイッチ

SW

₂は

A

_xアンテ ナに接続される．この場合，アンテナ

A

y（図

6 (a)

の 黒色のアンテナ）は選択されない．なぜならば，腕振 り動作は

y

軸を中心にして回転するのでアンテナ

A

_y は常に水平のままであり，常に水平偏波成分を受信す るからである．

一方，図

6 (b)

のブラウジング姿勢の場合，腕時計型

端末は

y

軸を中心に回転する．ここで，スイッチ

SW

₁ はアンテナ

A

_yに，スイッチ

SW

₂はアンテナ

A

_xに接 続される．この場合，アンテナ

A

_z（図

6 (b)

の青色の アンテナ）は選択されない．その理由は，腕は

y

軸を 中心にして回転するのでアンテナ

A

zは水平のままで あり，常に水平偏波成分を受信するからである．

上記のように同じ

y

軸を中心にアンテナが回転する が，腕の動きによってアンテナの置かれ方が異なるの で選択されるアンテナが変化する．このように異なる ユースシーンの人の動きに応じてスイッチ

SW

₁，

SW

₂ は異なった

2

本のアンテナ対を選択する．したがっ て，

3

本の直交するアンテナが必要となる．

なお，本論文では，伝搬モデルとして，水平面（

xy

面）において一様な到来波分布を有する伝搬環境を仮 定している（図

8

参照）．このような伝搬環境では，水 平偏波成分の強度は全アジマス方位で一定であるため，

図

6 (a)

のアンテナ

A

_yや図

6 (b)

のアンテナ

A

_zの積 極的な選択は必要とされない．しかしながら，不均一 な到来波分布を有する伝搬環境（クラスター環境）で

図7 腕振り人体電磁ファントムを用いた解析モデル Fig. 7 Analytical model using the arm-swinging human phantom.

は，アンテナ

A

yと

A

zの選択が高性能化に寄与する 可能性がある．これは今後の研究課題である．

図

6

のように，アンテナ傾き角度は人の動きによっ て変化し，アンテナの偏波特性はアンテナの傾き角度 に伴って変化する．アンテナ傾き角度が変化する場合，

2

本の直交アンテナによって作られる垂直と水平偏波 成分の合成信号を式

(4)

の

S

_V と

S

_Hに代入すること によって，出力端の信号は次式によって表される．

a = W

_V^′

√

W

_V^′2

+ W

_H^′2

s

_V

+ W

_H^′

√

W

_V^′2

+ W

_H^′2

s

_H

e

^jπ2

(7)

W

_V^′

= W

_V

|cos α| + W

_H

|sin α| (8) W

_H^′

= W

_V

|sin α| + W

_H

|cos α| (9)

ここで，式

(7)

の最終項には，垂直と水平アンテナの 垂直及び水平偏波成分の強め合いと打ち消し合いを解 消するため，位相項

π/2

^{を付与している．式}

(7)

の導 出方法は文献

[26]

に詳述されている．

4. 3

腕振り人体電磁ファントムを用いた検証 人の歩行動作における提案アンテナの有効性を実証 するため，歩行動作中の腕振りによるアンテナと人体 の電磁相互影響を考慮することができる人体電磁ファ ントム

[35]

を用いた基礎実験を行った．

図

7 (a)

はモーメント法によって放射指向性を解析

する際に用いた解析モデルである．図

7 (a)

において，

β

^は図

6 (a)

で定義したように左腕の角度（アンテナ

の傾き角）である．解析周波数は

2GHz

である．解析 モデルの電気特性は，

2GHz

における人体の筋肉の平 均値であり，比誘電率は

54.2

，導電率は

1.51S/m

とし

図8 空間フェージングエミュレータと腕振り人体電磁 ファントム

Fig. 8 Spatial fading emulator with the arm-swinging human phantom.

た

[36]

．図

7 (b)

に提案アンテナを用いたセットアップ を示す．図

7 (c)

は垂直

—

水平配置アンテナ，図

7 (d)

は腕時計バンド

MIMO

アンテナ

(Watchband MIMO Antenna)

である．腕時計バンド

MIMO

アンテナは左 腕の中心に対して対称に水平アンテナを搭載している．

図

7 (b)

，

(c)

，

(d)

のように

MIMO

アレーを構成する 二つのアンテナ素子は

x

軸上に配置した．図

6 (a)

か らわかるように，図

7 (b)

の提案アンテナにおいてス イッチ

SW

₁はアンテナ

A

_Z，スイッチ

SW

₂はアンテ ナ

A

_Xを選択する．アンテナとファントム表面との距 離は

1cm

に設定した．

図

7

の解析モデルに基づき腕振り人体電磁ファント ムを用いた

2 × 2 MIMO

伝送容量測定実験を行った．

空間フェージングエミュレータ

[37]

〜

[39]

と腕振り人 体電磁ファントムの写真を図

8

に示す．図

8

は

2

次元

OTA

装置であるが屋内等の

3

次元到来波をモデル化 した

3

次元

OTA

装置が開発されている

[40], [41]

．

動的ファントムを人体の代わりに用いることによっ て高い再現性が得られる．左腕の角度

β

^は

−15

^度か ら

+ 40

度の範囲で変化させた．右腕は左腕と同期さ せて

+ 40

度から

− 15

度の範囲で変化させた．この角 度範囲は被験者を使った歩行動作の統計解析によって 得られた統計データの値である

[42]

．図

8

のように人 体ファントムの周囲には七つの散乱体が設置されてい る．散乱体によって生成される到来波は水平面におい て一様分布とした．到来波の

SNR

は

30dB

として解 析を行った．

SNR

は等方性アンテナを移動させたとき の平均受信レベルを基準としてノイズ量を計算するこ とによって設定した．

XPR

を

10dB

に固定し，腕振り人体電磁ファント ムの左腕の角度を変化させたときの

2 × 2 MIMO

伝

図9 左腕の変化に対するMIMO伝送容量特性 Fig. 9 MIMO transmission capacity vs. angle of the left arm.

送容量の解析及び実験結果を図

9

に示す．図

9

にお いて，●印は提案アンテナ，▼印は等分配アンテナ

(W

_V

= W

_H

= 1 / √

2 )

^{，■印は図}

7 (c)

に示した垂直

—

水 平配置ダイポールアンテナ，▲印は図

7 (d)

に示した 腕時計バンド

MIMO

アンテナ

(

水平

—

水平配置

)

の実 験結果である．

4

種類のアンテナの解析結果はモンテ カルロシミュレーションによって計算した

[35]

．黒色 実線が提案アンテナ，青色鎖線が等分配アンテナ，ピ ンク色点線が垂直

—

水平配置ダイポールアンテナ，赤 色破線が腕時計バンド

MIMO

アンテナ

(

水平

—

水平配 置

)

の解析結果である．

図

9

の解析結果より，最適な重み関数を適用した提 案アンテナを用いたとき，アンテナ傾き角の変化にか かわらず高く安定した伝送容量が観測される．等分配 アンテナの伝送容量は

−15

^度から

+40

^{度の左腕の角} 度範囲においては提案アンテナより小さいことがわか る．その理由は，等分配アンテナは垂直と水平偏波成 分を常に等しく合成しているため，アンテナ傾き角に 応じてそれぞれの偏波成分を最適に合成することがで きていないからである．垂直

—

水平アンテナと腕時計 バンド

MIMO

アンテナを用いた場合，大きな劣化が 観測できる．その理由は，交差偏波成分に対する受信 能力がないからである．以上より，提案アンテナの有 効性が確認された．

なお，図

9

の実験的検証において，提案アンテナで は固定減衰器

(

アッテネータ

)

を用いて不等電力分配 器の実現を図っている

[26]

．固定減衰器の使用は離散 的な不等電力比の設定となり，設計値からずれを生じ る．更に回路構成が複雑になり大きな残留損失が発生

する．一方，等分配アンテナでは単純な構成で低損失 なウィルキンソン電力分配器を用いている．図

9

の実 験結果で等分配アンテナが優れた特性を示しているの は，電力分配器の高精度な分配比設定と低損失性に起 因していると思われる．高精度な分配比を有する低損 失な不等電力分配器の開発は今後の課題である．

5.

車載向け大規模

MIMO

アンテナの研究

MIMO

アンテナにおける伝送容量拡大の最も直接的 な方法は素子数の増加である．近年，基地局側に

100

素子以上のアレーを具備した

Massive MIMO

アンテナ が盛んに研究されている

[43], [44]

．しかしながら，端 末側における大規模

MIMO

^（

Large-Scale MIMO

^）アン テナの構成法に関する検討例は少ない．第

5

世代以降

（

B5G

：

Beyond 5G

）の次世代通信の技術革新を牽引す るためには，

100Gbps

を超える圧倒的な伝送容量を実 現するアンテナ技術の開発が急務である．

将来の通信ビジネスの新機軸として，車両の自動運 転や車車間の自律分散高速通信環境を実現するコネ クテッドカーが注目されている

[45]

．車載アンテナで は，車両の激しい動特性環境において高い設計性能を 維持するため，通信目標である全方位すなわち

360

度 にわたるアジマス方向を包含する放射特性が求めら れる．

Massive MIMO

の基地局アレーではパッチアン テナを

2

次元的に配列した平面アレーの開発例が多 い

[46], [47]

．しかしながら，平面パッチアレーは，特 定の空間領域を照射する目的で使用され，全方位にわ たる通信性能を提供しない．

全方位に対して

100Gbps

の伝送容量を実現するデ イジーチェーン

MIMO

アンテナ（

Daisy Chain MIMO Antenna

）が提案されている

[48]

〜

[50]

．提案アンテナ は，ヒナギクの花輪のようなデュアルリング構造と なっており，花びらに相当する基本単位の

4 ×4 MIMO

アレーを様々な幾何学模様に配置することによって，

多様な

MIMO

アレーの構成が可能であり，高次の大 規模

MIMO

アンテナが容易に実現できる．

上記したデイジーチェーン

MIMO

アンテナは，筆者 が航空機衝突防止装置

(TCAS: Traffic alert and Collision

Avoidance System)

用に開発したアンテナ

[51]

からヒ ントを得て，そのアイデアを創造している．このよう に，一見古典的と見える異分野の研究成果を現在の応 用対象と結びつけることによって，その研究当時とは 全く異なった新しい価値を吹き込み，新規性のある研 究に蘇らせることができる．

図10 デイジーチェーンMIMOアンテナ Fig. 10 Daisy chain MIMO antenna.

5. 1

デイジーチェーン

MIMO

アンテナ

図

10

にデイジーチェーン

MIMO

アンテナを示す．

提案アンテナの動作原理は図

12

を用いて後述する．

図

10

のそれぞれは，

(a) 4 × 4 MIMO [52]

，

(b) 8 × 8 MIMO [53]

，

(c) 16×16 MIMO [54]

，

(d) 32 ×32 MIMO [50]

，

(e) 64 ×64 MIMO [49]

，

(f) 128 × 128 MIMO [48]

である．図のように，

4 × 4 MIMO

を基本構造として 用い，これを様々な幾何学模様に配置することによっ て，多様なアレー構成が可能であり，高次の

MIMO

を 容易に構成することができる．例えば，

(e)

の

64 × 64 MIMO

では，花輪を構成する周りの赤色の花びらのそ れぞれが

(a)

の

4 × 4 MIMO

となっており，その総和 として

64 × 64 MIMO

アレーを形成している．

一般に，

MIMO

アンテナの伝送容量の向上は，

(1)

素 子数の増加，

(2)

素子利得の向上，

(3)

素子間相関の低 減，の三つの手段によって図られる．提案するデイ ジーチェーン

MIMO

アンテナは，

5. 2

で述べるよう に，これら三つの要件を同時に達成できることが最大 の特徴である．このアプローチの特筆すべき他の特徴 に製作の容易さがある．基本単位である

4 × 4 MIMO

アレーの開発・設計・製作を実施すれば，高次

MIMO

は

4 × 4 MIMO

アレーを単に配列するだけで実現可能 である．

図

11

は デ イ ジ ー チ ェ ー ン

MIMO

ア ン テ ナ の ア レーサイズと伝送容量の関係である．図中の

32 × 32 MIMO

を次章で詳述する．図の

1000bits/s/Hz (

赤点線

)

は

100MHz

の周波数帯域幅で考えれば

100Gbps

に相 当する．アレーサイズの拡張，素子利得の向上と相関 の低減によって全方位

100Gbps

の実現が可能である．

図11 アレーサイズと伝送容量 Fig. 11 Size of the array vs. channel capacity.

図12 デイジーチェーンアレー配置による32×32MIMO アンテナの構成

Fig. 12 32×32MIMO antenna using the daisy chain array structure.

5. 2

高次

MIMO

アンテナの構成法

デイジーチェーンアレー配置による

32 × 32 MIMO

ビ ー ム 走 査 ア レ ー ア ン テ ナ の 構 成 を 図

12

に 示 す．図

12 (a)

は

MIMO

アンテナの全体構成を示す．

図

12 (b)

は

4 × 4 MIMO

アンテナであり，

32 × 32

MIMO

アンテナの

32

のサブアレーを構成する要素と して半径

r

の円周上に

45

度間隔で配置する．

図

12 (a)

に示すように，開発した

MIMO

アンテナ はヒナギクの花輪のようにデュアルリング構造に配置 されたアレー形状を有している．一つのリングは

4 ×4 MIMO

アレーによって形成され，もう一つのリングは 半径

r

の円周上に等角度間隔で配置された

4×4 MIMO

アレーによって構成される．サブアレーは以下で述べ るように，二つのペア素子によって形成する．

図

12 (b)

^{に示すように，}

4 ×4 MIMO

^{アンテナは}

9

^個 の素子で構成され，そのうち

8

個

(#1-#8)

が半径

a

の 円周上に

45

度間隔で配置され，

1

個

(#9)

が中心に配 置されている．素子

#1-#8

は半波長ダイポールであり，

素子

#9

は無給電素子であって電磁結合を利用して利得 向上に寄与する

[52]

^．

8

個の素子は四つのサブアレー を形成する．図において上から

#2

と

#3

，

#1

と

#4

，

#5

と

#8

，

#6

と

#7

の

4

組である．アンテナ間距離

d

₁及 び

d

₂に応じて位相差を設けて合成することにより指 向性のビーム方向を制御する．これにより高

SNR

を 実現できる．

提案アンテナのもう一つの特徴は低相関である．

図

12 (b)

のように，図の右側から電波が到来するとき，

四つのサブアレーは到来波に対して垂直に配列される．

一般にクラスター伝搬環境では到来波方向に対してア レー配列が平行な場合は受信信号の相関が高くなるの に対して，直交している場合は相関が低くなる．提案 アンテナは到来波方向に対して垂直に配列されている ため，四つの受信信号は低相関となる．

八つの素子が

45

度間隔で円形に配列されているた め，サブアレーは到来波方向に応じて

45

^{度ごとに回転} することができる．つまり，車両が交差点で右折，左 折する際でも適切なサブアレーの組み合わせを選択で きる．この機能は

32 × 32 MIMO

アンテナシステムに おいてもサブアレーを所望方向に向けるのに役立つ．

上述の機能を利用するため，提案アンテナは到来波方 向推定機能を具備している．

AOA

（

Angle-of-Arrival

）ア ンテナは，

MIMO

アンテナの中心に配置され，図

12 (b)

と同様の構造をもつ．

AOA

アンテナの動作原理と基 本特性は文献

[55]

に，角度推定に関する実験的検証 は

[56]

^{に記載されている．}

5. 3

伝送容量の全方位変動特性

図

13

は到来波角度を横軸としたときの

32×32 MIMO

伝送容量の解析結果である．

アンテナの電磁界解析はモーメント法によって行っ た．

MIMO

チャネル応答解析は，大規模

MIMO

^アン テナのために開発した散乱体ランダム配置によるモン

図13 到来波角度と32×32MIMO伝送容量 Fig. 13 Angle of incident wave vs.32×32MIMO channel

capacity.

テカルロ法

[57], [58]

によって実施した．なお，図

13

の伝送容量は，到来波角度を理想的に推定できている ものとして計算した結果である．

解析周波数は

2GHz

である．到来波の広がり角

σ

は

30

度，

SNR

は

30dB

である．

4 × 4 MIMO

アンテナ の半径

a

は

4.9cm

である．

4 × 4 MIMO

の設置半径は

r = 30cm

である．交差偏波電力比

XPR

は

50dB

（垂 直偏波）とした．図

13

の赤破線は，素子間隔

3cm

の

4

素子リニアダイポールアレーを用い，

8

個の

4

素子 リニアアレーを図

12 (a)

の

4 × 4 MIMO

アンテナの座 標に

y

軸に並行に設置して，

32 × 32 MIMO

を構成し たときの解析結果である．

図

13

に示すように，提案アンテナでは到来波角度に よらず伝送容量は一定である．これに対してダイポー ルアレーでは，到来波角度が

90

度と

270

度のときに伝 送容量は

32bits/s/Hz

以上低下する．これは，ダイポー ルアレーの低い

SNR

と高い相関に起因している．一 方，提案アンテナは到来波方向によらず

220bits/s/Hz

の一定のチャネル容量を維持している．

2

次元

MIMO-OTA

評価装置を用いて提案アンテナ

の伝送容量測定を行った．測定風景を図

14

に示す．

OTA

評価装置は半径

1.2m

の円周上に

14

本の散乱 体アンテナが等間隔で配置されている．到来波の広が り角

σ = 30deg

，

SNR

は

30dB

及び

40dB

，サンプリ ング数は

5000

，移動距離は

250 λ

^{とした．測定周波数} は

2GHz

である．

図

15

に到来波方向を変化させたときの伝送容量の測 定結果を示す．丸と四角の赤色のシンボル点は，

OTA

装置による測定結果を示し，黒線は，モンテカルロシ ミュレーションの解析結果を示している．図

15

から わるように，提案アンテナは，

360

度の全アジマス方

図14 OTA評価装置を用いた32×32MIMO伝送容量測定 Fig. 14 32×32MIMO channel capacity OTA measurement.

図15 32×32MIMO伝送容量の測定結果 Fig. 15 Measured results of32×32MIMO channel capacity.

向に対して

200bits/s/Hz

以上の伝送容量を達成してい る．これは

100MHz

帯において

20Gbps

に相当する．

また，

22.5

^◦と

337.5

^◦での測定点は，隣接するセクタ 間の境界に位置している．これらの測定結果を

0

^◦と

360

^◦の測定結果と比較すると顕著な変動が認められな い．これは提案アンテナのビーム走査機能が正常に動 作していることを意味している．以上より，提案アン テナの全アジマス方向にわたる超ギガビット伝送容量 特性が実験的に実証された．

5. 4

飛翔車両向け全立体角アンテナへの展開 現在，飛翔車両（空飛ぶ車

: Flying Car

）間通信の実 現に多くの関心が集まっている

[59]

〜

[61]

．通信を行 うターゲットが水平面に限定される従来の自動車とは 対照的に，飛翔車両は水平及び垂直方向へ自由に飛行 経路を変化させるため，全立体角に渡る放射特性を有 するアンテナが必要となる．

2.

の図

1

で述べたように，新しい応用分野

(Applica-

tion)

は常に，システムの性能を決定する主要影響因子

(Key Parameter)

を伴う．したがって，研究者の最も重 要で本質的な役割は，主要影響因子の見極めと抽出し

図16 ダイオードによる地板半径切り替えモノポール アレー

Fig. 16 Variable ground plane size monopole array with diode switching.

図17 全立体角照射が可能な指向性走査アレー Fig. 17 Beam scanning array illuminating over the full solid angle.

た影響因子を最適に制御することによって，新たな利 用技術が要求する解決策

(Solution)

を与えることであ る．この方法論が端末アンテナ技術に弛まぬ進化と拡 大を未来に向けて与え続ける．

図

12

の

4 × 4 MIMO

システムでは，アレーを構成 する素子として半波長ダイポールアンテナを使用して いる．そのため，アンテナから放射される指向性の最 大値は水平面に存在し，全立体角を効率良く照射する ことができない．これにより高仰角の角度範囲，特に 天頂及び天底方向の角度において伝送容量の著しい低 下を招く．

この問題を解決するため，図

16

に示すように，地板 に設置されたモノポールアンテナに対して，能動素子 を用いて地板半径を最適化することにより，高仰角方 向において高い伝送容量を達成する

MIMO

アレーアン テナが提案されている

[62]

．更に，

3

次元空間全体を効 果的に照射するために，図

17

に示すように，図

16

の

4 × 4 MIMO

アレーシステムを飛翔車両の上下にサンド イッチ状に配置する．これにより，天頂及び天底方向を 含む全立体角にわたる高速

MIMO

伝送が実現できる．

更に，図

16

と同じアレー構造を用いた全立体角にわた る

AOA

アンテナが提案されている

[63], [64]

．これら

AOA

アンテナと

MIMO

アンテナの協調動作によって

図18 (a)ダイポールアレーと(b)モノポールアレーの全 立体角にわたる3次元伝送容量表示

Fig. 18 Three dimensional channel capacity over the full solid angle.

全立体角にわたる飛翔車両間の高速通信が可能になる．

図

18 (a)

，

(b)

はダイポールアレーとモノポールア レーの伝送容量の

3

次元表示である．図

18 (a)

から わかるように，ダイポールアレーの伝送容量は天頂 及び天底において深いヌルが形成されている．一方，

図

18 (b)

のモノポールアレーでは，伝送容量特性は等

半径の球体形状を有しており，任意方向においてター ゲットに接続できる能力を有していることがわかる．

6.

む す び

本論文では，ダイバーシチからアダプティブアレー，

そして

MIMO

アレーアンテナと進化し続けてきた端 末アンテナシステム技術の

30

年にわたる進化の足跡 を，筆者が携わってきた研究開発を中心に解説した．

2.

では，システム性能を決定する影響因子と性能向上 策及び評価方法の関係を述べた．それ以降の章では順 に，第

1

，第

2

世代携帯端末アンテナ，医療応用

BAN

アンテナ，そして最後に車載向け大規模

MIMO

アン テナの研究についてその概要を解説した．

これら筆者が行ってきた一連の研究開発を通して，

一見古典的と見える異分野の研究成果を現在の応用対 象と結びつけることによって，その研究当時とは全く 異なった新しい価値を吹き込み，新規性のある研究に 蘇らせることができることを説いた．

本論文が，未来に向けて移動体通信技術を牽引する 担い手である若手研究者にとって，当該分野を進化さ せ続けるための一助になれば幸いである．

謝辞 文献

[51]

の研究開発と学会発表を通して理論 と方法論を，更には研究者とりわけ工学に携わる産業 人としての姿勢と本分を直向きに御教授頂き，社会に 出て就業間近の未熟な著者を研究，学術更に学問の道に

誘って頂きました元上智大学教授の佐藤源貞先生

[65]

並びに元名古屋工業大学教授の稲垣直樹先生

[66]

に甚 大なる謝意を申しあげます．

関連研究委託 本論文の

4.

の研究開発は総務省

SCOPE (

受付番号

145005101)

の委託を受けたもので ある．

本論文の

5.

の研究開発は総務省

SCOPE (

受付番号

175005001)

の委託を受けたものである．

文 献

[1] 森永隆広（監修），移動通信—理論と設計—，電子通信学 会編，東京，1972.

[2] “自動車電話方式特集号・自動車電話方式の研究実用化，”

研究実用化報告，vol.26, no.7, pp.1813–1819, 1977.

[3] 桑原守二（監修），自動車電話，電子情報通信学会，東京，

1985.

[4] 奥村善久，進士昌明，移動通信の基礎，電子情報通信学会，

1986.

[5] 進士昌明（編），移動通信，丸善，東京，1989.

[6] 平出賢吉，“超小形携帯機–MOVA–,” NTT R&D, vol.40, no.7, pp.997–1004, 1991.

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[9] 笹岡秀一（編著），移動通信，オーム社，東京，1998.

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[12] 小川晃一，上野伴希，“移動通信環境における携帯電話用ダ イバーシチアンテナの平均実効利得解析，”信学論（B-II），

vol.J81-B-II, no.10, pp.897–905, Oct. 1998.

[13] 小川晃一，松吉俊満，門間健志，“人体頭部に近接したダ イポールアンテナの多重波中実効利得特性に与える肩の 影響に関する基礎的検討，”信学論（B），vol.J82-B, no.10, pp.1847–1856, Oct. 1999.

[14] K. Ogawa and T. Uwano, “A Diversity Antenna for Very Small 800- MHz Band Portable Telephones,” IEEE Trans. Antennas Propag., AP-42, no.9, pp.1342–1345, Sept. 1994.

[15] K. Ogawa, T. Matsuyoshi, and K. Monma, “An analysis of the per- formance of a handset diversity antenna influenced by head, hand and shoulder effects at 900 MHz: Part I -effective gain character- istics,” IEEE Trans. Vehicular Technology, vol.50, no.3, pp.830–

844, May 2001.

[16] K. Ogawa, T. Matsuyoshi, and K. Monma, “An analysis of the performance of a handset diversity antenna influenced by head, hand and shoulder effects at 900 MHz: Part II -correlation characteristics,” IEEE Trans. Vehicular Technology, vol.50, no.3, pp.845–853, May 2001.

[17] K. Ogawa, A. Yamamoto, and J. Takada, “Multipath performance of handset adaptive array antennas in the vicinity of a human oper-

ator,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol.AP-53, no.8, pp.2422–

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[18] 小川晃一，“携帯端末アンテナの高性能化技術—アンテナ・

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[60] World’s first flying car about to go on sale, https://www.youtube.

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[61] 4 Real Flying Cars That Actually Fly, https://www.youtube.com/

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[62] T. Fukushima, N. Narukawa, K. Ogawa, and K. Honda,

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[63] 生川菜々，福嶋大希，小川晃一，本田和博，“位相反転 重み付け法による全立体角到来波方向推定，”信学技報，

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[64] N. Narukawa and K. Ogawa, “Full-solid angle angle-of-arrival estimation using the phase reversal weighting method,” 2019 Asia Pacific Microwave Conference (APMC2019), Singapore,

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[65] 遠藤啓二，佐藤源貞，永井 淳，アンテナ工学，総合出版 社，大阪，1979.

[66] 稲垣直樹，電磁波工学，丸善，東京，1980.

（2019年12月21日受付，2020年4月10日再受付，

7月21日早期公開）

小川 晃一 （正員）

昭56松下電器産業（株）入社．デンマー ク・オールボー大学客員教授（平17）．現 在，富山大・工・教授（平22）．工博（東 工大）．