トップページ 北見工業大学学術機関リポジトリ（KITR） SIS2015 21

長遅延マルチパス環境に頑健な水中音響通信システ

ムのプール試験評価 ( スマートインフォメディアシ

ステム)

著者

赤田 瞬, 吉澤 真吾, 谷本 洋

雑誌名

電子情報通信学会技術研究報告 = I EI CE t ec hni c al

r epor t : 信学技報

巻

SI S20155

号

21

ページ

37- 42

発行年

2015- 09- 03

一 般 社 団 法 人 電 子 情 報 通 信 学 会

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長 遅 延 マ ル チ パ ス 環 境 に 頑 健 な 水 中 音 響 通 信 シ ス テ ム の プ ー ル 試

i

験 評 価

赤 田 瞬 ↑

吉 津 真 吾 ↑

谷 本 洋 ↑

替

藤

隆

什

↑ 北 見 工 業 大 学 大 学 院 工 学 研 究 科 電 気 電 子 工 学 専 攻 干

0

9

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7

北 海 道 北 見 市 公 園 町

1

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5

↑↑三菱電機特機システム株式会社〒

2

4

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5

神 奈 川 県 鎌 倉 市 上 町 屋

7

3

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番 地

1

1

あらまし

長遅延マルチパス環境の水中音響通信において短いガードインターバルでも十分な通信品質を得るための

方式として，データ選択型

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受 信

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を提案している.本報告ではプー

ノレ試験により提案方式の通信特性評価を行ったのでその結果を報告する.プール試験で、は幅

2

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m

，奥行

1

5

m

，深さ

1

.

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の

プ

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方式，空間/周波数ダイパーシチ，

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受信の各方式を組み合わせて通信特性を

測定している.試験結果からデータ選択型

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受信の有効性を明らかにし，遅延プロファイルから作成した遅延モ

デルによるシミュレーション評価により，その試験結果の妥当性を示している.

キーワード

水中音響通信，

OFDM

，

ダ

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1 . は じ め に

我 が 国 の 海 域 に は 膨 大 な 海 洋 エ ネ ル ギ ー 資 源 や 鉱 物 資 源 が 存 在 す る こ と が 知 ら れ て お り 、 そ の 資 源 の 有 効 利 用 に 注 目 が 集 ま っ て い る 。 現 在 の 海 洋 調 査 に お い て 遠 隔 操 作 無 人 探 査 機

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が活躍するが，

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の 遠 隔 操 作 や 情 報 収 集 の た め の 通 信 手 段 と し て の 無 線 伝 送 に 対 す る 需 要 は 高 く ， 水 中 音 響 通 信 の 研 究 開 発 が 進 め ら れ て い る

.

]

1

[

水 中 音 響 通 信 モ デ ム の 製 品 開 発 も 行 わ れ て お り ，

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[

等でその製品が販売 されている.

水 中 音 響 通 信 は 電 磁 波 通 信 と 比 較 す る と ， 水 中 下 の 伝 搬 経 路 による直接波と反射波の到来時間差が顕著となり，シンボ、/レ間干 渉 が 問 題 と な る . そ れ ら の 対 策 と し て 周 波 数 拡 散 技 術 を 利 用 す る方法があり，直接拡散

]

5

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を 水 中 音 響 通 信 に 適 用 し た 手 法 が 発 表 さ れ て い る . こ れ ら の 方 式はシンボル間干渉の低減に効果的で、はあるが，スベクトノレ利 用 効 率 の 低 下 に 伴 い ， 実 効 デ ー タ 伝 送 速 度 が 低 下 す る 短 所 を 持つ.

多 数 の 反 射 波 が 到 来 す る マ ル チ パ ス 環 境 で 、 は ， 水 中 音 響 通 信 に お い て も

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) Transmi 杭re

T i m e (

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) 直後波と遅延波の到来時間差がガードインターパル肉である場合 G

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( b

) 直接波と遅延波の到来時間差がガードインターJ¥}t，.を超える場合 シンボノレ干渉の影響

図2

R X

D a t a

フィールド試験結果が報告されている.7[

ト

]8[ しかし， OFDM でシンボ、ル間干渉を低減させるためには，遅延スプレッドに応

じた長いガードインターパルG(uard lavretnI ， I)G を挿入する ことが要求され，実効データ伝送速度の低下や受信応答遅延が 問題となる

( b ) verRecei

OFDM 送 受 信 構 成

国1

OFDM

R X

振幅@位相のひずみを補正するチャネノレ等化を行う.補正後の 推定シンボ、ルは以下の式で、求めることができる.

付 加 雑 音N(k ヲ)l の 影 響 が 小 さ け れ ばd(k ，)l は送信シンボ、ル d

(

k ， )l に近いものとなり，正しくシンボル判定を行うことがで きる

長遅延マルチパスが観測される環境において，シンボ、ル間干

渉は通信品質に多大な影響を及ぼす.図 2 にOFDM 方式にお

ける遅延波によるシンボ、ル間干渉の影響を示す.図

)

a

(

2

で は 直 接 波 に 対 す る 遅 延 波 の 到 来 時 間 差 がGI 内 で あ る 場 合 を 表 し ている.直接波と遅延波の合成した受信波においてシンボル間 干渉のない区間で信号を切り出して復調すればシンボ、/レ干渉の 影 響 は ほ と ん ど 受 け な い . し か し ， 図 )b(2 の よ う に 亘 接 波 に 対 す る 遅 延 波 の 到 来 時 間 差 がGI を越える場合では，受信波の 信号切り出し区間において前のシンボ、ノレが干渉してしまい，シ ンボ、ル間干渉の影響は避けられない圃一つ前のシンボルの影響 を受けた受信信号は以下の式で表現される

Y(k

，

)

l

=

(

2

)

長 遅 延 マ ル チ パ ス 環 境

N(k う)l

=

d(k

，

l)+ 一一一

H(k)

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.

立

k( ，)l はシンボ、ノレ間干渉によって生じた歪みによる伍達関数 で あ り ， サ ブ キ ャ リ ア や シ ン ボ ル に よ っ て 変 化 す る の で そ の 推 定は困難となる

図3はプールにおいて測定した，送受信機聞の距離が1 m と

2

0 m に 対 す る の 遅 延 プ ロ フ ァ イ ル を 示 し て い る . 横 軸 は 直 接

波を0秒としたときの遅延波の到来時間，縦軸は直接波の振幅

大きさを1 としたときの遅延波の相対振幅値である.水中音響

( 3 ) H(k)d(k ， )l

+

N(k ， )l 十H(k ，kl)d( ， l -)1

我々は短いGI でも十分な通信品質を確保するためにOFDM 方 式 に ダ イ パ ー シ チ を 適 用 し た 研 究 を 行 っ て い る . ダ イ パ ー シ チの信号合成法として，最大比合成法や選択合成法などがあり， 信号対受信電力比esioN-ot-langiS( oatiR ， SNR) を最大化する 観 点 で は 選 択 合 成 よ り 最 大 比 合 成 の 方 が 優 れ る こ と が 知 ら れ て い る . た だ し ， 遅 延 波 の 遅 延 ス プ レ ッ ド が GI 長 を 大 き く 超 え る条件においては，最大比合成よりも選択合成の方が優れる場 合 が あ る こ と を 我 々 の 研 究 で 明 ら か に し て い る

.

]

9

[

また， GI

区 間 内 で 受 信 信 号 を 複 数 個 切 り 出 し ， そ の 全 信 号 を 復 調 し た 後 に ピ ッ ト 誤 り の な い 受 信 候 補 をOFDM シンボ、ノレ毎に選択す るデータ選択型RAKE 受信(Data evitceleS Rake tnoiRpece ， D

SRake) を提案している.]01[

本 稿 で は ， 提 案 方 式 の 有 効 性 を 実 証 す る た め ， 水 中 音 響 通 信 シ ス テ ム の 通 信 特 性 評 価 を 行 っ た の で ， そ の 結 果 を 報 告 す る . また，測定した遅延プロファイノレから遅延モデ、ノレを作成し，そ の 遅 延 モ デ ル に よ る シ ミ ュ レ ー シ ョ ン 評 価 結 果 も 合 わ せ て 報 告 する

OFDM 送 受 信 構 成 を 図1に 示 す . 送 信 機 で は 送 信 デ ー タ の 生 成 ， 畳 み 込 み 符 号 化 ， イ ン タ ー リ ー ブ ， シ ン ボ ル 変 調 ， マ ッ

ピング， IFFT ，ガードインターパノレを挿入し送信する.受信 機ではガードインターパノレ除去， FFT ，パイロットシンボ、ル捺 去，チャネル等化，デマッピング，デインターリーブ， 復 号 を 行 い ， 受 信 デ ー タ を 得 る . 伝 達 関 数 が H(k) で 与 え ら れ

る伝送路の影響によって歪みを受けた周波数領域の受信シンボ ルY(k ，)l は ， 送 信 シ ン ボ ルd(k ，)l と付加雑音N(k ，)l を用い て以下の式で表すことがで、きる.ただし ，kはOFDM サブキャ

リア番号であり，lはOFDM シンボ、ル番号で、ある

O

F

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民

f

送 受 信

2

.

ピタピ

( 1 ) Y(k う)l

=

H(k)d(k

，

)l

+

N(k

，

)l

H(k) は通信フレーム先頭のトレーニングシンボルから推定し，

-0 . 8

ω

-g 6.0

+'

0 . 8

ω

-g 6.0

+'

c ぽ04.

2 0 . 2

0 . 0

1 0ρ0.03 4.00 5.00 06.0 0目07 08.0 90.0 1.0

0 . 0

1 2.00 30.0 4.00 5.00 06.0 0.07β0.09 1.0

OFDM

OFDM

T ime ]5[ (

b

) 遅延プロファイル(20m)

図3 遅 延 プ ロ フ ァ イ ル OFDM

symbol#2

OFDM

symbol #3

図4 RAKE 受信

OFDM OFDM

ｾ

柱 建 畠 宅 塾 胃 呈

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B r a n c

h #1i X X X

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wjo tiB rrore #2l × X

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iX Bit rrore #31

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Selected d拘

#4l × × × #5l X

a

X Time

〉

OFDM symbol #1 #2 #3

図5 データ選択型RAKE 受信e)RakDS(

通信試験条件は表1で後述するが， GI 長3.5 ms やOFDM シ ンボル長6.62 ms を超える遅延波が存在することが分かる.

4

.

RAKE

受 信

4.1 従来のRAKE 受信

RAKE 受 信 は パ ス ダ イ パ ー シ チ と 呼 ば れ る ダ イ バ ー シ チ 技 術の一種である.受信側では，複数経路(パス)から遅延時間の 異なる遅延波が合成されるが，その遅延波をパスごとに信号分 離 し た 後 ， 振 幅 や 位 相 を 揃 え て 合 成 す る の がRAKE 受信であ

る.移動体通信で使用される CDMA 方式では相関器を用いて

各パスの信号を分離する

OFDM 方式でRAKE 受信を行う方法を図4に示す.OFDM で は 同 一OFDM シンボノレ内で一部をコピーして挿入したGI

H

y

d

r

o

p

h

o

n

e

図6 空 間 ダ イ パ ー シ チ

を設けているので， G U 内で復調切り出し区間をシフトするこ

とで複数信号を得る.得られた信号は信号の振幅や位相，伝搬

経路等が異なるが， OFDM 復調時のチャネル等化処理により

位相や振幅を揃えた後に加算合成することができる.しかし， GI を 超 え る 遅 延 波 が 到 来 す る 環 境 下 に お い て は ， 加 算 合 成 し た信号は前のOFDM シンボ、ノレが干渉成分となるため， RAKE 受信でもシンボ、ル間干渉の影響が残る.

4.2 データ選択型RAKE 受信 (DSRake)

RAKE 受 信 で 切 り 出 し た 複 数 信 号 は 他 の ダ イ パ ー シ チ と 違 い ， お 互 い に 高 い 相 関 を 持 っ て お り ， 最 大 比 合 成 を 行 っ て も ダ イ パ ー シ チ の 改 善 効 果 は 低 い . 我 々 が 選 択 合 成 の ー っ と し て 提案しているデータ選択型RAKE 受信(DaRSke) ]9[ の動作原 理を図5に示す. DSRake は，切り出し芭間をシフトした得ら れ た 全 て の 信 号 に 対 し て 誤 り 訂 正 処 理 ま で の デ ー タ 復 号 を 行

う.そのデータには巡回冗長検査cilcyC( Redundancy Check ，

CRC) の誤り検出符号が埋め込まれており，データ単位で誤り

検 出 を 行 う . そ の 全 受 信 候 補 か ら 誤 り が な い デ ー タ を OFDM シンボルごとに選択する.誤りのないデータが見つからない場 合 に は ， 全 受 信 候 補 の 出 力 ビ ッ ト を 多 数 決 論 理 に よ り ピ ッ ト 合 成する. DSRake は全受信候補に対してデータ復号まで処理す るのでRAKE 受 信 に 比 べ 計 算 量 が 増 大 す る が ， 水 中 音 響 通 信 は電磁波通信の帯域幅より非常に狭い帯域を用いているので要 求される処理速度は低い.

デ ー タ 選 択 型RAKE 受 信 に よ り 計 算 量 が 増 大 し た と し て も 現行のデジタル信号処理LSI やプロセッサで、処理で、きる範囲内 である.次節で述べる空間・周波数ダイバーシチは通信性能を 向上する反面，ハイドロフォンの数を増やすことによる受信機 コスト増大や周波数拡散率を上げることによる実効データ伝送 速度低下が起きるが， DSRake は計算量の増加のみで通信性能

を向上させることができる

5

.

空間冨周波数多

f

イバーシチ

5.1 空間ダイバーシチ

ダイパーシチは受信した棲数の信号を合成または選択するこ とでフェージング(受信信号電力の変動する現象)を低減し，通 信特性を改善する手法である.ハイドロフォンの指向性や反射 波の到来状況により，各ノ¥イドロフォンは伝搬状況の異なる信 号を受信するため，空間ダイパーシチによる通信特性の改善効

果は大きい.図 6は空間ダイバーシチの構成で、あり，周波数領

域での複数の受信信号に対して位相や振幅を揃えて合成する最 大比合成を用いる

-図7 周 波 数 ダ イ パ ー シ チ

( T r a n s m i s s i o

n band r?eeinSt. g

UR22

1 0 k H z

-30kHz) a5(官 民 主 出 立 拙)Hz

M arantz PM700S

図8 試 験 装 置 構 成

図9 プーノレ試験の様子

5.2 周波数ダイバーシチ

図7は周波数ダイパーシチの構成で、ある.送信側であるデー

タを複数の搬送波に割り当て，受信側で各搬送波の信号を合成 す る こ と で 送 信 デ ー タ を 復 元 す る . 周 波 数 ダ イ パ ー シ チ は 周 波数選択性フェージングに対して通信特性の改善効果が高いこ

とが知られている.また，周波数ダイパーシチの送信処理は周 波 数 拡 散 と 等 価 で あ る の で 直 接 拡 散]5[ やS2C(Sweep Spread C

a r r i e r

) ]6[ と同様に周波数拡散率に応じて伝送レートが低下す

るものの，シンボ、ル間干渉を低減する効果を持つ.

6

.

ブ ー ル 試 験 評 価

6.1 試 験 装 置 構 成

試 験 装 置 構 成 を 図8に 示 す . 送 信 側 の PC でMATLAB ソ

フトウェアを用いて送信データをランダムに作成し， OFDM

変 調 し た 信 号 を 生 成 す る.OFDM 変 調 信 号 を USB オーディ オ ， 増 幅 器 ， ハ イ ド ロ フ ォ ン を 通 し て 出 力 し ， 受 信 側 は そ の 逆

表 1 試験条件

変 調 方 式 QPSK-OFDM

イ云送レート 61 / 8 / 4 kbps

符 号 化 率 2/1

サ ン プ リ ン グ 周 波 数 69 kHz

受 信 ハ イ ド ロ フ ォ ン 数 1/4

周 波 数 拡 散 率 1 / 2/4 RAKE 受 信 信 号 候 補 数 61 OFDM サ ブ キ ャ リ ア 数 8420

伝 送 周 波 数 帯 01 kHz -03 kHz

水 面 か ら の ハ イ ド ロ フ ォ ン 深 さ 位 置 05 cm

FFT 長 2.12 ms

OFDM シンボル長 6.62 ms

GI 長 3.5 ms

25 m

器

・皮

受

D

D

D

〈正一一 送波器

品

印

ヨ

距離を可変

(

1，m ...，. 20 m) 図01 ハ イ ド ロ フ ォ ン 配 置

処理により受信信号を得る.受信側の PC で受信信号に対する

OFDM 復 調 処 理 を 行 い ， ピ ッ ト 誤 り 率(BER) を計測する

6.2 試験条件

北 海 道 北 見 市 民 温 水 プ ー ル に あ る 幅52ill， 奥 行51 瓜 深 さ 1

. 2 ill のプールを利用して実証試験を行った.図 9はプール試

験の様子である.表 1に本試験で用いた試験条件を示す.伝送

帯域幅20 kHz に対する最大伝送レートは61 kbps である.空 間ダイバーシチを適用しない場合では，復調時に使用する受信 機 側 の ハ イ ド ロ フ ォ ン 数 は1であり，適用する場合のハイドロ フォン数は4 で あ る . 周 波 数 ダ イ パ ー シ チ の 周 波 数 拡 散 率 1， 2， 4に 応 じ て 伝 送 レ ー ト が16 kbps ， 8 kbps ， 4 kbps となる. 図01 は 送 信 及 び 受 信 機 の ハ イ ド ロ フ ォ ン 配 置 を 示 す . 受 信 機 側のハイドロフォン(受波器)と固定し，送信側のハイドロフォ

ン(送波器)を移動させながら測定した.

6.3 試験結果

送 受 信 機 関 距 離02'-1""ill ill に お い て ， 復 調 時 の 受 波 器 数1(Ch1) ， 復 調 時 の 受 波 器 数4で 空 間 ダ イ パ ー シ チ を 適 用

( S p a c

e MRC) ， RAKE 受 信 (RAKE) ， デ ー タ 選 択 型RAKE 受信(DSRak)e ，RAKE 受 信 や デ ー タ 選 択 型RAKE 受信と空 間 ダ イ パ ー シ チ を 併 用epac(S MRC

&

RAKE ， Space MRC

& DSRake) の 各 手 法 に 周 波 数 ダ イ パ ー シ チ の 拡 散 率 の 変 化 さ

せ た 時 の 通 信 特 性 を 評 価 す る . 表 2，3，4 に送受波器開の距離に 対する BER 特 性 の 結 果 を 示 す . 表 の 数 値 で BER が0 となっ て い る 笛 所 はBER 測 定 下 限 の 10

-5

以 下 で あ る こ と を 示 し て

表2 BER 特性(拡散率 1 ) 距 離]m[

1 2 4 5 6 8 12 20 Ch1 .0020 3.00 0.04 21.0 0.10 7.30 90.2 9.30 Space MRC 5x lO- 4

0 . 0 0

1 05.00 1.00 02.0 2.10 60.0 9.10 RAKE .0070 2.00 030. 2.10 100. 73.0 20.3 0.40 Space MRC & RAKE 3x10- 4

3x10- 4

0 . 0 0

1 003.0 70.00 9.00 3.00 .170 DSRake 100.0 1.00 2.00 090. 080. 5.30 9.20 830. Space MRC & DSRake O O 6x lO- 4

4x10- 4

0 . 0 0

3 070. 2.00 510.

表3 BER 特性(拡散率 )2

距 離]m[

1 2 4 5 6 8 12 20 Ch1 0040. 70.00 60.00 04.0 05.0 24.0 9.00 70.2 Space MRC 3x10- 4

9x10- 5

0 . 0 0

2 0020. 060.0 3.00 10.00 70.0 RAKE 1.000 300.0 30.00 40.0 020. 1.20 5.10 260.

Space MRC & RAKE O O 9x10- 5

6x10- 4

4x10- 4

0 . 0 0

2 1.000 100. DSRake 5x10

-4

5x10

-4

3x 10

-4

0 . 0

2 010. 91.0 1.10 230.

Space MRC & DSRake O O O O O 01.00 8x10- 4

0 . 0 0 9

表4 BER 特性(拡散率 )4

距 離]m[

1 2 4 5 6 8 12 20 Ch1 .0020 04.00 3x lO- 4

0 . 0

1 180. 0.10 2.00 1.10 S

p

ace MRC O 4x10

-4

4x lO

-4

0 . 0 0

2 060.0 1.00 0.003 030. RAKE 2x10

-4

O O 0020. 030. 6.00 30.00 070.

Space MRC & RAKE O O O O 0020. 4x10

-4

6x 10

-4

0 . 0 0 3 DSRake O O O O 02.0 3.00 O .050 S

p

ace MRC & DSRake O O O O O O O 020.0

表5 受 信SNR と遅延スプレッド

距離]m[

受 信SNR ]Bd[

遅延スプレッド]sm[

い る . ど の 拡 散 率 や 距 離 に お い て も 従 来 の RAKE 受信よりも

DSRake の方が通信特性が優れる結果を示している. DSRake

は誤りのないデータを選択する性質上，ある程度はゼット誤り が少ないことを必要条件としており，空間ダイパーシチを併用 することで通信特性の改善効果が現れる.

6.4 シミュレーション結果

試 験 時 に 測 定 し た 遅 延 プ ロ フ ァ イ ル に 基 づ い てO秒2.0""' 秒 の区間で1800 パスから成る遅延モデ、ルを作成し，シミュレー

ション上で、の伝搬路モデ、ノレとして利用した.表 5に計測した各

距 離 に 対 す る 受 信SNR と遅延スプレッドを示す.通信フレー

ムの先頭に同じデータからなるトレーニングシンボ、ルを2個

挿入しており， トレーニングシンボ、ル受信時の信号の和と差か

ら信号電力および雑音電力を求め，受信SNR を算出している.

文 献

]

1

1

[

で 報 告 さ れ て い る 海 域 試 験 で の 遅 延 ス プ レ ッ ド は0.9

m s ' "

" .13 ms で あ り ， そ れ よ り も 多 く の 長 遅 延 の 遅 延 波 が 存 在

すると推測される

図

1

1

と図12 に周波数拡散率1における匝離対BER 特性の グラフを示し，それぞれに対応したシミュレーション結果のグ

ラフを圏 13 と図14 に示す.試験結果とシミュレーション結果 の グ ラ フ を 比 較 す る と 試 験 結 果 の 方 が 全 体 的 に 若 干BER 特 性 が 良 く な っ て い る . 試 験 時 の 通 信 フ レ ー ム 数 が 30 前後に対し て ， シ ミ ュ レ ー シ ョ ン 時 の 通 信 フ レ ー ム 数 が100 であること， シミュレーションでは通信フレーム毎に遅延波の位相をランダ ムに与えているのに対して，試験時では測定場所を固定してい め，全ての位相条件に対する測定を網羅していないことが上記

の結果差になったと考えられる.全体的な B E R 特性差はある

ものの，各手法の通信性能順は同じであり，シミュレーション でも同様の結果が得られることから試験結果の妥当性を示すこ とができた.

7

.

ま

と

め

本 研 究 で は ， 水 中 音 響 通 信 に お い て 障 害 と な る 長 遅 延 マ ル チ パ ス を 克 服 す る た め に 提 案 し た デ ー タ 選 択 型RAKE 受 信

(DSRake) の有効性をプーノレ試験により明らかにした.空間・ 周波数ダイパーシチと DSRake の併用により， BER 特性にお いて高い改善効果が得られることを確認し，測定遅延プロブア

-10 0 1 0 -4

一 会 一Space MRC

-習-RAKE S p a c

e MRC & RAKE D

SRake

一 字 一Space MRC & DSRake

1059

5

10 15 20

0 : : :

w 国

10 0 1 0 -2

10 v

1 0

-4

1

8

L

Distance(m)

図11 距 離 対BER 試験結果(拡散率 )1

10 12 14 16

8

1

20

SNR B]d[

図12 8NR 対BER 試験結果(拡散率 )1

イノレに基づくシミュレーション評価でも類似した結果が得られ ることから試験結果の妥当性を示すことができた.今後は北海 道 紋 別 市 の 港 湾 施 設 に お い て 海 域 試 験 を 行 う 予 定 で あ り ， そ の 試験結果を報告する予定である

謝 辞 本 研 究 実 施 に 関 し て ご 協 力 頂 い た 北 見 市 教 育 委 員 会 ， 北 見 市 民 温 水 プ ー ル 指 定 管 理 者 株 式 会 社 ス コ ー レ の 関 係 各 位 に 深く感謝致します.本研究の一部は， JSPS 科研費(15K06048)

及び電気通信普及財団研究調査助成により実施している

文 献

[ 1

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J

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，

"A langis gnisescorp system f

o

r underwater citusaoc ROV communication ，"6th a-ernInt

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- 4

2

-0 : : : w 10 0

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5 10 15 20 Distance(m)

図13 距 離 対BER シミュレーション結果(拡散率 )1

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SNR ]Bd[

圏14 SNR 対BER シミュレーション結果(拡散率 )1

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