LTC 高精度のマイクロパワーデルタシグマRMS-DCコンバータ

LTC1966

1

1966fb

標準的応用例

特長

n 使いやすく、必要なのは1個のコンデンサのみ n デルタシグマ技法による真のRMS-DC変換 n 高精度： 50Hz～1kHzで0.1%の利得精度 50Hz～1kHzで0.25%の全誤差 n 高い直線性： 0.02%の直線性により、シンプルなシステム較正が可能 n 低消費電流： 標準155μA、最大170μA n 超低シャットダウン電流： 0.1µA n 一定の帯域幅： 入力電圧と無関係 800kHz –3dB、6kHz ±1% n 柔軟な電源： 2.7V～5.5Vの単一電源 ±5.5Vまでの両電源 n 柔軟な入力： 差動またはシングルエンド レール・トゥ・レール同相電圧範囲 最大1V_PEAKの差動電圧 n 柔軟な出力： レール・トゥ・レール出力 個別の出力リファレンス・ピンにより、レベル・シフトが 可能 n 広い温度範囲： –55°C～125°C n 小型サイズ： 省スペースの8ピンMSOPパッケージ

概要

LTC®_{1966は、特許取得の革新的なデルタシグマ計算技法を} 採用した、真のRMS-DCコンバータです。内蔵のデルタシグ マ回路により、従来のログ-アンチログRMS-DCコンバータと 比べて、使いやすく、高精度、低消費電力な上、柔軟性の面 で劇的に優れています。 LTC1966はシングルエンドまたは差動入力信号（EMI/RFI除 去用）で動作し、最大4のクレスト・ファクタをサポートしていま す。同相入力範囲はレール・トゥ・レールです。差動入力範囲 は1VPEAKで、かつてない優れた直線性を提供します。この極 めて優れた直線性により、従来のRMS-DCコンバータと異な り、どのような入力電圧でも容易にシステム較正が可能です。 また、LTC1966は個別の出力リファレンス・ピンでレール・ トゥ・レール出力を提供し、柔軟なレベル・シフトが可能です。 LTC1966は2.7V∼5.5Vの単一電源または 5.5Vまでの両 電源で動作します。低消費電力のシャットダウン・モードでは、 消費電流が0.5μAまで低減します。 LTC1966はPCボードへのはんだ付け、圧力、動作温度の影 響を受けません。省スペースのMSOPパッケージで供給され るので、携帯アプリケーションに最適です。

アプリケーション

n 真のRMSデジタル・マルチメータおよびパネル・メータ n 真のRMS AC＋DC測定 L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商 標です。No Latency ΔΣはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、 それぞれの所有者に帰属します。6359576、6362677、6516291および6651036を含む米国特 許によって保護されています。

高精度のマイクロパワー

デルタシグマRMS-DCコンバータ

単電源RMS-DCコンバータ 直線性の飛躍的向上 CAVE 1µF +_–VOUT 1966 TA01 2.7V TO 5.5V OUTPUT DIFFERENTIAL INPUT LTC1966 VDD 0.1µF OPT. AC COUPLING VSS EN GND OUT RTN IN1 IN2 VIN (mV ACRMS) –1.0 LINEARITY ERROR (V OUT mV DC – V IN mV AC RMS ) –0.6 –0.2 0.2 –0.8 –0.4 0 100 200 300 400 1966 TA01b 500 50 0 150 250 350 450 LTC1966, ∆∑ 60Hz SINEWAVES CONVENTIONAL LOG/ANTILOG

LTC1966

2

1966fb

ピン配置

絶対最大定格

（Note 1） 1 2 3 4 GND IN1 IN2 VSS 8 7 6 5 ENABLE VDD OUT RTN VOUT TOP VIEW MS8 PACKAGE 8-LEAD PLASTIC MSOP TJMAX = 150°C, θJA = 220°C/W

発注情報

無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲

LTC1966CMS8#PBF LTC1966CMS8#TRPBF LTTG 8-Lead Plastic MSOP 0°C to 70°C

LTC1966IMS8#PBF LTC1966IMS8#TRPBF LTTH 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C

LTC1966HMS8#PBF LTC1966HMS8#TRPBF LTTG 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C

LTC1966MPMS8#PBF LTC1966MPMS8#TRPBF LTTG 8-Lead Plastic MSOP –55°C to 125°C

さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。

テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

電気的特性

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

Conversion Accuracy

GERR Conversion Gain Error 50Hz to 1kHz Input (Notes 6, 7)

LTC1966C, LTC1966I LTC1966H, LTC1966MP l l ±0.1 ±0.3 ±0.4 ±0.7 % % %

VOOS Output Offset Voltage (Notes 6, 7)

LTC1966C, LTC1966I LTC1966H, LTC1966MP l l 0.1 0.2 0.4 0.6 mV mV mV

LINERR Linearity Error 50mV to 350mV (Notes 7, 8) l 0.02 0.15 %

lは全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はT_A = 25 Cでの値。注記がない限り、V_DD = 5V、V_SS = –5V、V_OUTRTN = 0V、 CAVE = 10µF、VIN = 200mVRMS、VENABLE = 0.5V。 電源電圧 VDDからGND ...–0.3V～7V VDDからVSS ...–0.3V～12V VSSからGND ...–7V～0.3V 入力電流（Note 2） ... ±10mA 出力電流（Note 3） ... ±10mA ENABLE電圧 ...VSS −0.3V～VSS＋12V OUT RTN電圧 ... VSS – 0.3V～VDD 動作温度範囲（Note 4） LTC1966C/LTC1966I ... –40°C～85°C LTC1966H ... –40°C～125°C LTC1966MP ... –55°C～125°C 規定温度範囲（Note 5） LTC1966C/LTC1966I ... –40°C～85°C LTC1966H ... –40°C～125°C LTC1966MP ... –55°C～125°C 最大接合部温度...150°C 保存温度範囲... –65°C～150°C リード温度（半田付け、10秒） ...300°C

LTC1966

3

1966fb

電気的特性

lは全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はT_A = 25 Cでの値。注記がない限り、V_DD = 5V、V_SS = –5V、V_OUTRTN = 0V、 CAVE = 10µF、VIN = 200mVRMS、VENABLE = 0.5V。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

PSRR Power Supply Rejection (Note 9)

LTC1966C, LTC1966I LTC1966H, LTC1966MP l l 0.02 0.15 0.20 0.3 %V %V %V

VIOS Input Offset Voltage (Notes 6, 7, 10)

l

0.02 0.8

1.0 mV mV

Accuracy vs Crest Factor (CF)

CF = 4 60Hz Fundamental, 200mVRMS (Note 11) l –1 2 mV

CF = 5 60Hz Fundamental, 200mVRMS (Note 11) l –20 30 mV

Input Characteristics

IVR Input Voltage Range (Note 14) l V_SS V_DD V

ZIN Input Impedance Average, Differential (Note 12)

Average, Common Mode (Note 12) 1008 MΩ MΩ

CMRRI Input Common Mode Rejection (Note 13) l 7 200 µV/V

VIMAX Maximum Input Swing Accuracy = 1% (Note 14) l 1 1.05 V

VIMIN Minimum RMS Input l 5 mV

PSRRI Power Supply Rejection VDD Supply (Note 9)

VSS Supply (Note 9) l l 250 120 600 300 µV/V µV/V Output Characteristics

OVR Output Voltage Range l V_SS V_DD V

ZOUT Output Impedance VENABLE = 0.5V (Note 12)

VENABLE = 4.5V

l 75 85

30 95 kΩ kΩ

CMRRO Output Common Mode Rejection (Note 13) l 16 200 µV/V

VOMAX Maximum Differential Output Swing Accuracy = 2%, DC Input (Note 14)

l

1.0

0.9 1.05 V V

PSRRO Power Supply Rejection VDD Supply (Note 9)

VSS Supply (Note 9) l l 250 50 1000 500 µV/V µV/V Frequency Response

f1P 1% Additional Error (Note 15) CAVE = 10µF 6 kHz

f10P 10% Additional Error (Note 15) CAVE = 10µF 20 kHz

f–3dB ±3dB Frequency (Note 15) 800 kHz

Power Supplies

VDD Positive Supply Voltage l 2.7 5.5 V

VSS Negative Supply Voltage (Note 16) l –5.5 0 V

IDD Positive Supply Current IN1 = 20mV, IN2 = 0V

IN1 = 200mV, IN2 = 0V

l 155

158 170 µA µA

ISS Negative Supply Current IN1 = 20mV, IN2 = 0V l 12 20 µA

Shutdown Characteristics

IDDS Supply Currents VENABLE = 4.5V l 0.5 10 µA

ISSS Supply Currents VENABLE = 4.5V

LTC1966H, LTC1966MP

l l

–1

–2 –0.1 µA µA

LTC1966

4

1966fb

電気的特性

Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2: 入力（IN1、IN2）はVSSとVDDへのシャント・ダイオードによって保護されている。レール を超えて入力がドライブされる場合、電流を10mAより低く制限する必要がある。 Note 3: LTC1966の出力（VOUT）は高インピーダンスなので、シンク電流とソース電流のいずれ でも、上述の限界までオーバードライブすることができる。 Note 4: LTC1966C/LTC1966Iは–40°C～85°Cの動作温度範囲で動作することが保証されてい る。LTC1966H/LTC1966MPは–55°C～125°Cの動作温度範囲で動作することが保証されている。 Note 5: LTC1966Cは、0°C～70°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 LTC1966Cは–40°C～85°Cの拡張温度範囲で性能仕様に適合するように設計され、特性が評 価されており、性能仕様に適合すると予想されるが、これらの温度ではテストされないし、QA サンプリングもおこなわれない。LTC1966Iは–40°C～85°Cの温度範囲で性能仕様に適合する ことが保証されている。LTC1966Hは–40°C～125°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが 保証されている。LTC1966MPは–55°C～125°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証 されている。

Note 6: CAVE = 10μFで高速自動テストされていない。LTC1966はCAVE = 22nFで100%テストさ

れている。すべての内部回路の適正動作を保証するための追加テストの実施によって上記の 性能リミットを保証できることが相関テストによって示されている。 Note 7: 60Hzの入力で高速自動テストされていない。LTC1966はDCおよび10kHzの入力信 号で100%テストされている。50mV～350mVのDC入力による測定値を使って、GERR、VOOS、 VIOSおよび直線性誤差の4つのパラメータが計算される。すべての内部回路の適正動作を保 証するための追加テストの実施によって上記の性能リミットを保証できることが相関テストに よって示されている。 Note 8: LTC1966は本質的に直線性が非常に高い。以前の対数/逆対数回路と異なり、 LTC1966の振る舞いはDC入力の場合とAC入力の場合で同じであり、高速テストのためにDC 入力が使われる。 Note 9: LTC1966の電源除去は50mV～350mVのDC入力を使って測定される。VSS = 0Vのと きVDD = 2.7VからVDD = 5.5Vへの精度の変化が2.8Vで除算される。VDD = 5.5VのときVSS = 0V からVSS = –5.5Vへの精度の変化が5.5Vで除算される。 Note 10: 以前の世代のRMS-DCコンバータには非直線性コアとともに非直線性入力段が必要 であった。デバイスによっては、入力非直線性と入力オフセット電圧の影響を合わせた「DC反 転誤差」を規定している。LTC1966の特性は規定が簡単で、入力オフセット電圧だけが「DC反 転誤差」の実質的な誤差源である。 Note 11: 60Hzの入力で高速自動テストされていない。LTC1966はDCテスト信号で100%テス トされている。すべての内部回路の適正動作を検証するための追加テストの実施によって上 記の性能リミットを保証できることが相関テストによって示されている。 Note 12: LTC1966はスイッチト・キャパシタ・デバイスなので、入力/出力インピーダンスは多数 のクロック・サイクルにわたる平均インピーダンスである。入力インピーダンスは必ずしも測定 される入力信号の減衰を生じない。詳細については、アプリケーション情報の「入力インピー ダンス」という見出しの付いている箇所を参照。 Note 13: LTC1966の同相除去比は50mV～350mVのDC入力を使って測定される。VSSから VSS＋350mVの入力レベルの間、およびVDD－350mVからVDDの入力レベルの間で測定され たVIOSの変化をVDD－VSS－350mVで除算したものとして入力CMRRは定義されている。OUT RTN = VSSおよびOUT RTN = VDD－350mVで測定されたVOOSの変化をVDD－VSS－350mVで 除算したものとして出力CMRRは定義されている。 Note 14: LTC1966の各入力は電源電圧範囲内のあらゆる電圧に耐えることができる。これら の入力は、電源電圧より高くなったときに絶対最大電流定格を超えると、デバイスを損傷する 可能性があるので、ESDダイオードで保護されている。出力ピンも同様である。LTC1966の入 力と出力の電圧振幅は内部クリッピングによって制限される。LTC1966の最大差動入力（最大 入力振幅を指す）は1Vである。これは両方の入力極性に適用されるので、入力は±1Vとみな すことができる。差動入力電圧はLTC1966の利得で処理されるので、内部クリッピングされる。 入力クレスト・ファクタに依存して、1Vの最大値を超えると、出力電圧の精度に影響を与える 可能性があるが、デバイスを損傷することはない。幸い、そのデルタシグマ・トポロジーは短時 間の内部クリッピングに対して比較的耐性がある。入力クリッピングは2のクレストファクタを 使ってテストされ、出力クリッピングはDC入力を使ってテストされる。 Note 15: LTC1966はオーバーサンプリングとノイズ整形を利用して、内部の1ビットAD変換の 量子化雑音を減らす。高い入力周波数では、このノイズのさらに大きな部分がDCにエリアシ ングされる。ノイズの周波数がシフトされるので、低周波数のノイズになり、セトリング時間が 長くなるという代価を払ってのみフィルタリングされる。LTC1966は本質的に広帯域だが、出 力精度はこのエリアシング・ノイズによって劣化する。これらの仕様はCAVE = 10μFで適用され、 出力ランブルの3シグマ偏差を構成する。 Note 16: LTC1966は2.7Vまでの単電源で動作可能だが、±2.7Vでは動作できない。このさらな るVSSに対する制限は、数学的に（–3 • (VDD－2.7V) ≤VSS ≤ グランド）と表される。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

IIL ENABLE Pin Current Low VENABLE = 0.5V

LTC1966H, LTC1966MP

l l

–2

–10 –1 –0.1 µA µA

VTH ENABLE Threshold Voltage VDD = 5V, VSS = –5V

VDD = 5V, VSS = GND VDD = 2.7V, VSS = GND 2.4 2.1 1.3 V V V

VHYS ENABLE Threshold Hysteresis 0.1 V

lは全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はT_A = 25 Cでの値。注記がない限り、V_DD = 5V、V_SS = –5V、V_OUTRTN = 0V、

LTC1966

5

1966fb

標準的性能特性

利得およびオフセットと 入力同相電圧

INPUT COMMON MODE (V) 0 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 1.0 2.0 2.5 4.5 5.0 1966 G02 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 0.5 1.5 3.0 3.5 4.0 V_DD = 5V VSS = GND _V IOS VOOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと 入力同相電圧

INPUT COMMON MODE (V) –5 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –3 –1 0 4 5 1966 G03 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 –4 –2 1 2 3 V_DD = 5V VSS = –5V VIOS VOOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと 出力同相電圧

OUTPUT COMMON MODE (V) 0 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 1.0 2.0 2.5 4.5 5.0 1966 G05 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 0.5 1.5 3.0 3.5 4.0 V_DD = 5V VSS = GND VIOS V_OOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと 出力同相電圧

OUTPUT COMMON MODE (V) –5 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –3 –1 0 4 5 1966 G06 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 –4 –2 1 2 3 V_DD = 5V VSS = –5V VIOS V_OOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと 入力同相電圧

INPUT COMMON MODE (V) 0 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 0.6 1.2 1.5 2.7 1966 G01 –0.3 0.3 0.4 0.1 –1.0 –0.8 –0.4 –0.2 1.0 0.4 –0.6 0.6 0.8 0.2 0 0.3 0.9 1.8 2.1 2.4 V_DD = 2.7V VSS = GND VIOS VOOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと 出力同相電圧

OUTPUT COMMON MODE (V) 0 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 0.6 1.2 1.5 2.7 1966 G04 –0.3 0.3 0.4 0.1 –1.0 –0.8 –0.4 –0.2 1.0 0.4 –0.6 0.6 0.8 0.2 0 0.3 0.9 1.8 2.1 2.4 V_DD = 2.7V VSS = GND V_IOS V_OOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと温度 TEMPERATURE (°C) –60 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –40 –20 0 140 1966 G08 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 40 20 60 80 100 120 VDD = 5V V_SS = GND VIOS V_OOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと温度 TEMPERATURE (°C) –60 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –40 –20 0 140 1966 G09 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 40 60 20 80 100 120 V_DD = 5V VSS = –5V V_IOS VOOS GAIN ERROR 利得およびオフセットと温度 TEMPERATURE (°C) –60 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –40 –20 0 140 1966 G07 –0.3 0.3 0.4 0.1 –1.0 –0.8 –0.4 –0.2 0 1.0 0.4 –0.6 0.6 0.8 0.2 40 20 60 80 100 120 VDD = 2.7V V_SS = GND VIOS VOOS GAIN ERROR

LTC1966

6

1966fb

標準的性能特性

利得およびオフセットとVSS電源 VSS (V) –6 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –5 –4 0 1966 G11 –0.3 0.3 0.4 0.1 –0.5 –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 –0.3 0.3 0.4 0.1 –2 –3 –1 V_DD = 5V VIOS VOOS GAIN ERROR NOMINAL SPECIFIED CONDITIONS VDD (V) 2.5 –0.5 GAIN ERROR (%) OFFSET VOLTAGE (mV) –0.4 –0.2 –0.1 0 0.5 0.2 3.0 3.5 5.5 1966 G10 –0.3 0.3 0.4 0.1 –1.0 –0.8 –0.4 –0.2 0 1 0.4 –0.6 0.6 0.8 0.2 4.5 4.0 5.0 V_SS = GND V_IOS VOOS GAIN ERROR AC直線性 性能とクレストファクタ 利得およびオフセットとVDD電源 V_IN1 (V_RMS) 0 –20 VOUT (mV DC) – V IN (mV RMS ) –15 –10 –5 0 5 10 0.5 1 1.5 2 1966 G24 2.5 1% ERROR AC INPUTS = 60Hz SINEWAVES V_IN2 = GND –1% ERROR AC INPUT V_DD = 3V AC INPUT VDD = 5V DC INPUT VDD = 5V 出力精度と信号振幅 CREST FACTOR 1.0 199.8 OUTPUT VOLTAGE (mV DC) 200.0 200.2 200.4 200.6 2.0 3.0 4.0 5.0 1966 G15 200.8 201.0 1.5 2.5 3.5 4.5 20Hz 60Hz 100Hz 200mVRMS SCR WAVEFORMS CAVE = 10µF V_DD = 5V O.1%/DIV 性能と大きなクレストファクタ CREST FACTOR 1 OUTPUT VOLTAGE (mV DC) 220 4 1966 G12 190 170 2 3 5 160 150 230 210 200 180 6 7 8 200mVRMS SCR WAVEFORMS C_AVE = 4.7µF VDD = 5V 5%/DIV 20Hz 100Hz 60Hz 250Hz FUNDAMENTAL FREQUENCY DC直線性 V_IN1 (mV) –500 VOUTDC – |V INDC | (mV) 0.02 0.06 0.10 300 1966 G14 –0.02 –0.06 0 0.04 0.08 –0.04 –0.08 –0.10 –300 –100 100 500 EFFECT OF OFFSETS MAY BE POSITIVE OR NEGATIVE C_AVE = 1µF VIN2 = GND 静止電源電流と電源電圧 VDD SUPPLY VOLTAGE (V) 0 –25

SUPPLY CURRENT (µA)

0 50 75 100 4 200 1966 G16 25 2 3 6 1 5 125 150 175 V_SS = GND I_DD ISS シャットダウン電流と ENABLE_電圧

ENABLE PIN VOLTAGE (V) 0 250 200 IDD IEN 150 100 50 0 –50 –100 500 250 0 –250 –500 3 5 1966 G18 1 2 4 6

SUPPLY CURRENT (µA)

ENABLE PIN CURRENT (nA)

VDD = 5V I_SS V_IN1 (mV AC_RMS) 0 VOUT (mV DC) – V IN (mV AC RMS ) 0.20 0.15 0.10 0.05 0 –0.05 –0.10 –0.15 –0.20 400 1966 G13 100 200 300350 500 50 150 250 450 60Hz SINEWAVES CAVE = 1µF V_IN2 = GND

LTC1966

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1966fb

標準的性能特性

入力信号帯域幅

INPUT SIGNAL FREQUENCY (Hz)

100 1K OUTPUT DC VOLTAGE (mV) 10 1000 10K 100K 1M 1966 G19 1 100 0.1%

ERROR ERROR1% ERROR10%

–3dB VIN1 (mV DC) –20 VOUT (mV DC) 10 20 20 1966 G22 0 –10 –10 0 10 –15 –5 5 15 30 5 15 –5 25 VIN2 = GND

THREE REPRESENTITIVE UNITS

ゼロの近くのDC伝達特性 静止電源電流と温度 入力信号帯域幅 INPUT FREQUENCY (kHz) 1 190 OUTPUT DC VOLTAGE (mV) 192 194 196 198 10 100 1000 1966 G20 188 186 184 182 200 202 1%/DIV C_AVE = 2.2µF 100kHzまでの帯域幅 INPUT FREQUENCY (kHz) 0 195 OUTPUT DC VOLTAGE (mV) 196 198 199 200 202 10 50 70 1966 G21 197 201 40 90 100 20 30 60 80 0.5%/DIV CAVE = 47µF 同相除去比と周波数 FREQUENCY (Hz) 40

COMMON MODE REJECTION RATIO (dB)

50 70 80 100 110 10 1k 10k 1M 1966 G23 30 100 100k 90 60 20 V_DD = 5V V_SS = –5V ±5V INPUT CONVERSION TO DC OUTPUT TEMPERATURE (°C) –60 IDD (µA) I SS (µA) 160 0 20 1966 G17 130 120 110 100 90 –40 –20 40 60 170 150 140 15 20 25 30 35 40 0 10 5 80 100 120 140 VDD = 5V, VSS = –5V V_DD = 5V, V_SS = –5V VDD = 5V, VSS = GND VDD = 5V, VSS = GND VDD = 2.7V, VSS = GND V_DD = 2.7V, V_SS = GND

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ピン機能

GND（ピン1）：グランド。電源のリターン・ピン。 IN1（ピン2）：差動入力。DC結合（無極性）。 IN2（ピン3）：差動入力。DC結合（無極性）。 VSS（ピン4）：負電圧電源。GND∼−5.5V。 VOUT（ピン5）：出力電圧。このピンは高インピーダンスです。こ のノードとOUT RTN間に接続された1個のシャント・コンデ ンサによってRMSの平均化がおこなわれます。伝達関数は次 式で与えられます。

VOUT–OUT RTN Average IN –IN

(

)

= 

(

)

 2 12 OUT RTN（ピン6）：出力のリターン。出力電圧はこのピンを基 準に発生します。VOUTピンとOUT RTNピンはバランスされて おらず、このピンは、ACとDCの双方に、低インピーダンスに 接続します。通常はGNDに接続しますが、VSS < OUT RTN < （VDD−最大出力）の任意の電圧に接続することができます。 OUT RTN = GNDのときに最良の結果が得られます。 VDD（ピン7）：正電圧電源。2.7V∼5.5V ENABLE（ピン8）：アクティブ L のイネーブル入力。このピンを 開放するかVDDにドライブすると、LTC1966はイネーブルされ ません。通常動作の場合、GND、ロジック L 、またはVSSに 引き下げます。

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START NOT SURE NO NO 1966 TA02 DO YOU NEED TRUE RMS-TO-DC

CONVERSION? READ RMS-TO-DC CONVERSION NO NO YES YES YES NO NO YES YES YES DO YOU HAVE ANY LTC1966s YET? DID YOU ALREADY TRY OUT

THE LTC1966?

DID YOUR CIRCUIT

WORK?

NOW DOES YOUR RMS CIRCUIT WORK WELL ENOUGH THAT YOU

ARE READY TO BUY THE LTC1966?

DO YOU WANT TO KNOW HOW TO USE THE

LTC1966 FIRST? CONTACT LTC BY PHONE OR

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表1の最後の2つの項目はチョップ正弦波で、SCRやトライ アックのようなサイリスタでよく生じます。図2aに代表的な回 路を示します。図2bにはその負荷電圧、スイッチ電圧および負 荷電流を示します。負荷に供給される電力は、スイッチ「ON」 電圧降下のようなあらゆる寄生損失および点弧角に依存し ます。実際の回路の波形では、回路の具体的な寄生要素に 依存して、一般にスイッチングの遷移点でかなりのリンギング も生じます。このデータシートでは、「SCR波形」は理想的な チョップ正弦波を指します。ただし、LTC1966は実際のSCR 波形に対しても忠実にRMSからDCへの変換をおこないます。 示されているのはΘ = 90 の場合で、利用可能な電力の50% が負荷に供給される場合に相当します。表1に示されているよ うに、Θ = 114 のときは利用可能な電力の25%だけが負荷に 供給され、Θが180 に近づくと電力は急速に低下します。 平均整流方式を使い、正弦波に対する誤差補償のための標 準的較正をおこなった場合、入力正弦波のRMSレベルは適 切に出力されます。誤差が生じるのは非正弦波の場合だけで す。この較正とVRMSによる出力測定が理由で、較正された平 均整流とは区別した、実際のRMSからDCへの変換の使用 を指すために、真のRMSという用語が作られました。 RMS_{からDCへの変換} RMSの定義 RMS振幅は、すべての波形と大きさの動的信号を測定して 比較するための首尾一貫した、公平で標準的な方法です。簡 単に述べると、RMS振幅は動的波形の熱ポテンシャルです。 1VRMS ACの波形は、抵抗性負荷に対して1VDCが発生する のと同じ熱を発生します。 図1 数学的には、RMSは「二乗平均の平方根」です。 VRMS= V2 RMSに代るもの 動的波形を数量化する他の方法にはピーク検出や平均整流 があります。両方の場合とも、平均（DC）値が得られますが、 その値は選択された１つの波形の種類に対してだけ正確で す。この値はこの波形（代表的には正弦波）に対してだけ較正 されています。平均整流の誤差を表1に示します。ピーク検出 はすべての場合に劣っており、まれにしか使われません。 表1．平均整流の誤差と真のRMS WAVEFORM VRMS AVERAGE RECTIFIED （V） ERROR* Square Wave 1.000 1.000 11%

Sine Wave 1.000 0.900 *Calibrate for 0% Error

Triangle Wave 1.000 0.866 –3.8% SCR at 1/2 Power, Θ = 90° 1.000 0.637 –29.3% SCR at 1/4 Power, Θ = 114° 1.000 0.536 –40.4% 図2a 図2b +– R 1V DC R 1966 F01 SAME HEAT 1V ACRMS R 1V (AC + DC) RMS CONTROL VLOAD AC MAINS VLINE VTHY 1966 F02a + + – + – – ILOAD VLINE Θ VLOAD VTHY ILOAD 1966 F02b

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RMS-DCコンバータの動作原理 モノリシックのRMS-DCコンバータは実質上計算によって入 力信号のRMS値を算出します。基本ビルディング・ブロックは、 図3に示されているようなアナログ乗算/除算器です。このトポ ロジーの分析は簡単で、ローパス・フィルタの入力と出力を知 ることから開始します。LPFの入力は乗算/除算器の計算結 果(VIN)2/VOUTです。ローパス・フィルタはこの平均をとって数 学的に出力を発生します。 V V V V V V so V V V and V V or V V RMS V OUT IN OUT OUT IN OUT OUT IN OUT OUT IN OUT IN IN =

( )

  _

( )

   _ =

( )

   =

( )

  

(

)

=

( )

=

( )

=

( )

2 2 2 2 2 2 2 , , , , Because V is DC, V OUT IN LTC1966 RMS-DCコンバータの動作原理 LTC1966は全く新しいトポロジーを使ってRMSからDCへの 変換をおこないます。このトポロジーでは、図4に示されている ように、デルタシグマ変調器が除算器として機能し、簡単な極 性スイッチが乗算器として使われます。 図3．実質上計算機能を備えたRMS-DCコンバータ 前の世代のRMS-DCコンバータとは異なり、LTC1966の計算 機能には対数/逆対数回路は使われていません。対数/逆対 数回路は対数/逆対数の乗算/除算器のすべての問題に加え て、それ以上の問題をかかえています。つまり、低い直線性、 信号振幅とともに変化する帯域幅、および温度による利得ド リフトです。 図4．LTC1966のトポロジー デルタシグマ変調器は単一ビットの出力を備えており、その平 均デューティ・サイクルは入力信号を出力で割った比に比例し ます。デルタシグマは2次の変調器で、直線性が優れています。 単一ビット出力を使って選択的に入力信号のバッファまたは 反転をおこないます。繰り返しますが、この回路は2点（ 1の 利得）だけで動作するので、優れた直線性を備えています。一 定時間の平均実効乗算値はこれら2点間の直線上にきます。 これら2要素の組み合せにより、(VIN)2/VOUTに比例するロー パス・フィルタの入力信号が生じ、上に示されているように、 RMSからDCへの変換がおこなわれます。 ローパス・フィルタによりRMS関数の平均化がおこなわれるの で、目的の最低周波数よりも低いコーナー周波数である必要 があります。ライン周波数の測定では、このフィルタは大きすぎ てチップに内蔵することはできませんが、LTC1966はローパス・ フィルタを実装するのにコンデンサを1個だけ出力に必要とし ます。ユーザーは、以下の「設計手順」のセクションで述べら れているように、周波数範囲とセトリング条件にしたがってこ のコンデンサを選択することができます。 このトポロジーは対数/逆対数の実装に比べて本質的に安定 しており、直線性が優れています。これは主に、閉ループで動 作する高利得オペアンプを使った回路内で信号処理がすべ ておこなわれるからです。 VIN VOUT 1966 F03 × ÷ LPF V V IN OUT

( )

2 ∆–∑ REF VIN VOUT LPF ±1 D V V IN OUT α

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LTC1966の内部動作の詳細はこのデータシートの末尾近くの 簡略化された回路図に示されています。内部スケーリングは VINが 4 • VOUTを超えるときだけデルタシグマ出力のデュー ティ・サイクルが0%または100%に制限されるようになってい ることに注意してください。 RMS-DCコンバータの直線性 二乗と平方根という2つの大変非線形な関数を実装したデバ イスにとって、直線性は奇妙な属性に見えるかもしれません。 しかしながら、RMS-DCコンバータの伝達関数は、RMSボル トを入力とし、DCボルトを出力とする、理想的には1:1の伝達 関数であり入力から出力への伝達関数が直線から外れる分 だけ、デバイスは非線形になります。 さらに完全に直線性を調べるには、図5に示されている簡単 なモデルを使います。この場合、理想的RMSコアは、不完全 な伝達関数をもつ入力回路と出力回路の両方によって理想 から外れます。示されているように、入力オフセットが入力回 路に生じ、出力オフセットが出力回路に生じます。 出力回路に生じるどの非直線性もRMSの入力からDCの出 力への伝達関数を不完全にします。一般に入力回路の非直 線性による伝達関数の劣化ははるかに小さいものです。理由 はAC入力の場合、RMSからDCへの変換では入力値の全 範囲の非直線性がすべて平均化されるからです。 しかし、入力の非直線性はそれでもRMS-DCコンバータに問 題を生じます。入力信号の波形の変化により精度が損なわれ るからです。RMS-DCコンバータはどんな入力波形でもDC出 力に変換するとはいえ、すべての波形についてその精度が正 弦波の場合の精度に等しいとはかぎりません。動的信号波 形の一般的記述法はクレストファクタです。クレストファクタは 波形のRMS値に対するピーク値の比です。たとえば、クレスト ファクタが4の信号はピークがRMS値の4倍です。このピーク のエネルギー（電圧の二乗に比例します）はRMS値のエネル ギーの16倍（42_{）なので、当然ピークの存在する時間は多くと} も6.25%（1/16）のあいだです。 LTC1966は4以下のクレストファクタでは良好に動作し、これ より高いクレストファクタの信号に対する応答は精度が低下 します。4以下のクレストファクタでの性能が優れているのは、 LTC1966全体での直線性が高いことが直接寄与しています。 LTC1966は従来のログ/アンチログRMS-DCコンバータと同 様に、入力整流器を必要としません。したがって、LTC1966に は整流による非直線性が生じません。 LTC1966の優れた直線性により、システム誤差を低減する際 の較正を高効率で行うことが可能になります。「設計手順」に 続く「システムの較正」のセクションを参照してください。 図5．RMS-DCコンバータの直線性モデル INPUT CIRCUITRY • VIOS • INPUT NONLINEARITY IDEAL RMS-TO-DC CONVERTER OUTPUT CIRCUITRY • VOOS • OUTPUT NONLINEARITY INPUT OUTPUT 1966 F05

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設計手順 LTC1966 RMS-DCコンバータにより、少々工夫が必要な機 能を簡単に実装することができます。多くのアプリケーション の場合、必要となるのは適当に選択されたI/O接続の平均化 と電源のバイパス用の1個のコンデンサだけです。もちろん、 LTC1966にも電源が必要です。多様な電源構成がこのデータ シートの末尾近くの「標準的応用例」に示されています。 コンデンサの値の選択 信号のRMS値（二乗の平均の平方根）は、平均関数を得る ための何らかの平均化なしに計算することはできません。真 のRMS-DCコンバータLTC1966は、出力の1個のコンデンサ を利用して、RMS-DC変換に必要な低周波数の平均化をお こないます。動的波形の正確な測定をするには、対象となる 最低周波数信号を追尾するのではなく、十分長い時間にわた る平均化をおこなう必要があります。1個の平均化コンデンサ の場合の、低周波数での精度を図6に示します。 入力周波数とフィルタ・コンデンサの組み合わせで生じる、い わゆる「DC誤差」が図6に示されています1_{。この誤差は、二} 重傾斜積分型A/Dコンバータ、デルタシグマA/Dコンバータ またはメカニカル・アナログ・メータなどの、出力の周波数応答 の帯域幅が本質的に制限されている、ほとんどのアプリケー ションでは問題になりません。 図6．DC誤差と入力周波数 図7．DC誤差を超える出力リップル ただし、非常に低い周波数の入力を使って出力をオシロス コープで調べると、不完全な平均化が見られ、このリップルは 図6に示されている誤差より大きくなるでしょう。このような出 力を図7に示します。入力の二乗を計算するため、リップルは 入力周波数の倍になります。示されている標準的な値（5%の リップルと0.05%のDC誤差）はCAVE = 1μFでfINPUT = 10Hz のときの値です。 LTC1966の出力をサンプリングA/Dコンバータまたはナイキ ストA/Dコンバータ（またはこの2倍周波数のリップルを平均 化しない他の回路）に供給する必要のあるアプリケーション の場合、さらに大きな平均化コンデンサを使うことができま す。このトレードオフを図8に示します。ピーク・リップル誤差は LTC1966の後にローパス・フィルタを追加しても低減すること ができますが、簡単な方法としては大きな平均化コンデンサ を使います。 1_{周波数に依存するこの誤差は、すべての測定値に影響する静的誤差に付加されるので、トリ} ミングや較正によって簡単に取り除けます。後に続く「誤差分析」のセクションで静的誤差項 の影響について説明します。 C = 4.7µF INPUT FREQUENCY (Hz) 1 –2.0 DC ERROR (%) –1.6 –1.2 –0.8 –0.4 10 20 50 60 100 1966 F06 0 –1.8 –1.4 –1.0 –0.6 –0.2 _{C = 10µF} C = 2.2µF C = 1.0µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF TIME OUTPUT 1966 F07 DC ERROR (0.05%) IDEAL OUTPUT DC AVERAGE OF ACTUAL OUTPUT PEAK RIPPLE (5%) ACTUAL OUTPUT WITH RIPPLE f = 2 × fINPUT PEAK ERROR = DC ERROR + PEAK RIPPLE (5.05%)

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多くのアプリケーションに対して1μFのコンデンサが最適で す。50Hz/60Hzでのピーク誤差は1%未満に、10Hz以上の周 波数でのDC誤差は0.1%未満になります。 図6と図8の両方で、正弦波や三角波のようなクレストファク タが2より小さいAC結合された波形が仮定されていることに 注意してください。もっと高いクレストファクタやAC＋DC波 形の場合、一般にもっと大きなCAVEが必要です。「クレストファ クタとAC＋DC波形」を参照してください。 コンデンサの種類の選択 LTC1966は多種のコンデンサを使って動作可能です。多様な 種類により、サイズ、許容差、寄生要素、パッケージおよび価 格の多様な組み合わせが可能です。 セラミック・チップ・コンデンサは低価格で小型ですが、重要 なアプリケーションには推奨しません。セラミック誘電体には 多くの種類があり、電圧や温度に対する値の安定性に欠け ます。これによって、低周波数以外ではRMS-DCの精度の問 題は生じませんが、低周波数では前のセクションで述べた影 響が悪化することがあります。セラミック・コンデンサを使う場 合、低周波数で必要な精度を保証するには、はるかに高い公 称値のものを使う必要があるかもしれません。 セラミック・コンデンサには漏れ電流も付随します。これもまた 電圧や、とくに温度に依存します。漏れ電流が定常漏れ電流 であれば、漏れ電流にLTC1966の出力インピーダンスを掛け たI • R電圧降下により、出力電圧の定常オフセットが生じま す。抵抗性の漏れ電流であれば、LTC1966の出力インピーダ ンスによって形成される抵抗分割器によって利得誤差が生じ ます。利得精度の低下を0.1%以下にするには、コンデンサの 漏れ電流の並列インピーダンスはLTC1966の出力インピーダ ンスの1000倍以上である必要があるでしょう。このレベルの 精度をセラミック・コンデンサで達成するのは、とくに大きな容 量値で温度が高い場合困難です。 重要なアプリケーションでは、金属ポリエステルのような薄膜 コンデンサを選ぶ方がはるかに良いでしょう。与えられた値に 対して価格は高くサイズは大きくなりますが、値が安定してい て漏れ電流が小さいので、金属薄膜コンデンサは安全な選 択です。 どんな種類のコンデンサでも、コンデンサの自己共振は LTC1966のスイッチト・キャパシタには問題となることがありま す。平均化コンデンサの自己共振周波数が1MHz以下の場 合、2番目の小さなコンデンサを並列に追加して、高周波数に 対する、LTC1966の出力から見たインピーダンスを下げる必 要があります。平均化コンデンサより100倍小さいコンデンサ であれば十分小さいので、一般にX7RやNPO/COGのような 高品質の誘電体を使った低価格セラミック・コンデンサが使 えます。 入力接続 LTC1966の入力は差動でDC結合されています。LTC1966は ピン2とピン3間の差動電圧のDC部分も含むRMS値に応答 します。ただし、入力からグランドへのDC結合された経路は 存在しません。したがって、2つの入力の少なくとも片方はDC 帰還経路でグランドに接続されている必要があります。 両方の入力とも何かに接続されている必要があります。どちら かの入力がフロート状態だと、出力はゼロ・ボルトになります。 図8．1個のコンデンサで平均化したときのピーク誤差と入力周波数 INPUT FREQUENCY (Hz) 1 –2.0 PEAK ERROR (%) –1.6 –1.2 –0.8 –0.4 10 20 50 60 100 1966 F08 0 –1.8 –1.4 –1.0 –0.6 –0.2 C = 100µF C = 47µF C = 22µF C = 10µF C = 4.7µF C = 2.2µF C = 1µF

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シングルエンドのDC結合されたアプリケーションの場合、2 つの入力の一方を信号に接続し、他方をグランドに接続します （これらの入力は入れ替え可能です）。これは両電源構成で は正常に動作しますが、単電源構成ではユニポーラの入力信 号の場合だけ正常に動作します。LTC1966の入力電圧範囲 はレール・トゥ・レールです。入力がVDDより上にドライブされ ると、あるいはVSS（単電源動作の場合はグランド）より下にド ライブされると、数百ミリボルトのオーバードライブであっても 利得誤差とオフセット誤差が大きく増加します。さいわい、DC 結合されたRMS値を測定するほとんどの単電源回路にはグ ランド以外の基準電圧が含まれているので、LTC1966の2番 目の入力をそのポイントに接続することができます。 シングルエンドのAC結合されたアプリケーションの、3つの 異なったトポロジーを図9に示します。図9aに示されている 最初のものは、一方の入力にカップリング・コンデンサが使 われており、他方はグランドに接続されています。これにより、 LTC1966への入力からDC電圧差が除去されるので、その分 は出力電圧の一部にはなりません。ここでも、この接続は両 電源構成では正常に動作しますが、単電源構成では接地さ れた入力の電圧を上げて、アクティブな入力の信号がVSS∼ VDDの範囲に留まるように保証する必要があります。既に適 当な電圧リファレンスが利用できれば、2番目の入力をそのポ イントに接続します。そうでなければ、図9bに示されているよ うに2つの抵抗を使って中間の電源電圧を発生させることが できます。 最後に、入力電圧がVSS∼VDDの間にあることが分っている 場合、図9cに示されている構成法を使ってAC結合すること ができます。図9aと図9bではDC帰還経路はピン3によって 与えられていますが、この場合は、帰還経路は入力信号電圧 を通して、ピン2で与えられます。LTC1966の2つの入力ピン 間のスイッチト・キャパシタアプリケーション情報動作により、 2番目の入力に接続されたカップリング・コンデンサの電圧は 入力電圧のDC平均に追随します。 差動入力のアプリケーションでは、2つの入力を差動信号に 接続します。AC結合にしたい場合、2つの入力の一方を直列 コンデンサを介して接続することができます。 これらの接続のすべてにおいて、入力カップリング・コンデンサ CCを選択するには、必要な低周波数結合の時定数を計算し、 LTC1966の差動入力のインピーダンスで割ります。LTC1966 の入力インピーダンスは出力インピーダンスの約100倍なの で、このコンデンサは一般に出力の平均化コンデンサよりもは るかに小さくなります。その必要条件もはるかに緩やかで、セ ラミック・チップ・コンデンサで通常十分です。 出力接続 LTC1966の出力は差動ですが、対称ではありません。つまり、 LTC1966が計算するRMS値は出力帰還（ピン6）を基準にし て出力（ピン5）に発生しますが、これらの2つのピンは相互に 交換できません。ほとんどのアプリケーションでは、ピン6は グランド（ピン1）に接続され、こうすると最良の精度が得られ ます。ただし、ピン6はVSS（ピン4）∼VDD（ピン7）から必要 な最大出力電圧振幅を差し引いた任意の電圧に接続するこ とができます。この最後の制限により、VOUT自体（ピン5）が VSS∼VDDの範囲に保たれます。グランド以外の基準レベル が使われる場合、LTC1966が正常に動作するには、その基準 レベルはACとDCの両方で低インピーダンスである必要があ ります。 VDD−1V∼VDD−1.3Vの 範 囲 の 電 圧 が 使 わ れ ると、 NMOSトランジスタがカットオフされるときのスイッチの動特 性により誤差が生じることがあります。このため、VDDが3V以 下であれば、OUT RTN = 0Vを推奨します。 図9．シングルエンドのAC結合された入力接続 +– LTC1966 VDD VDD VSS VDD VSS OR GND (9a) CC IN1 VIN IN2 2 3 LTC1966 (9b) CC R1 100k R2100k IN1 VIN VDD IN2 2 3 LTC1966 (9c) CC IN1 VIN 1966 F09 VDC IN2 2 3

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どの構成法でも、平均化コンデンサはピン5とピン6の間に接 続します。LTC1966のRMS-DC出力はOUT RTN（ピン6）を 基準にしてVOUT（ピン5）に生じた正電圧となります。 電源のバイパス LTC1966はスイッチト・キャパシタ・デバイスで、スイッチング時 に大きな過渡電源電流が流れます。動作を安定させるには、 標準的電源バイパスを接続する必要があります。単電源動作 では、0.01µFのコンデンサをVDD（ピン7）からGND（ピン1） にデバイスに近づけて接続すれば十分でしょう。両電源では、 2番目の0.01µFのコンデンサをVSS（ピン4）からGND（ピン1） にデバイスに近づけて接続すれば十分でしょう。高品質のグ ランド・プレーンが利用できれば、コンデンサを直接そこに接 続することができます。もちろん、電源バイパス・コンデンサは 安価なセラミック・コンデンサでかまいません。 LTC1966のサンプリング・クロックは約200kHzで動作し、ほと んどの動作は100kHzのレートで繰り返されます。この内部ク ロックが入力周波数の倍数または約数に同期するようになる と、大きな変換誤差が生じる可能性があります。これが特に 重大になるのは、電源やグランドのバウンスにより、10kHzを 超える周波数がLTC1966に注入される可能性がある場合で す。この可能性を最小限に抑えるため、LTC1966の間近に配 置したコンデンサによる両方の電源の容量性バイパスを推奨 します。最良の結果を得るため、バイパス・コンデンサの配線 はピン7からピン1までとピン4からピン1までを離す必要が あります。 LTC1966には、とくに両電源構成では、少なくとも2.7Vの 電源が必要です。許容できる負電源（VSS）の範囲と正電源 （VDD）の範囲を図10に示します。VSSの制限は数学的に次 のように表せます。 –3 • (VDD – 2.7V) ≤ VSS ≤ GND LTC1966はESD吸収デバイスを内蔵しており、VDD電源と VSS電源を基準にしています。回路内のESD耐性を有効にす るには、VDDピンとVSSピンを外部の低インピーダンスに接続 する必要があります。これは、低インピーダンスの電源プレー ンや、各電源からグランドに接続されている0.01µFの推奨デ カップリング・コンデンサによって実現することができます。 正常に動作している! ここまで進んでくると、LTC1966は正常に動作しているはずで す。ピン8を接地するかロジック L にドライブして、デバイスを イネーブルすることを忘れないでください。 LTC1966の出力インピーダンスはかなり高いので、デジタル・ マルチメータ（DMM）やオシロスコープの10 プローブの標 準的な10MΩの入力インピーダンスでさえLTC1966の0.1% の標準利得誤差を増大させるのに十分な負荷になることを忘 れないでください。最終的なアプリケーション回路では、非常 に入力インピーダンスの高いバッファまたは（二重傾斜積分 型ADCのような）別のコンポーネントを使う必要があります。 実験室の評価では、10MΩのシャントを外せるベンチトップ DMMを使えば十分でしょう。 それでも問題がある場合は、数ページ先まで進んで、トラブル シューティング・ガイドを参照してください。 応答時間はどうですか？ 大きな値の平均化コンデンサを使うと、LTC1966は低周波数 信号のRMS-DC変換を簡単におこなうことができます。この 点では前の世代の製品と比べてはるかに優れています。デル タシグマ回路はどの部分も温度に敏感ではないからです。し たがって、対数/逆対数回路の出力の場合とは異なり、信号に よって生じる熱的変動によってRMSの結果が歪められること はありません。 図10．VSSのリミットとVDD VDD (V) 2.5 –6 VSS (V) –5 –4 –3 –2 0 3 3.5 4 4.5 1966 F10 5 5.5 –1 LTC1966 OPERATES IN THIS RANGE

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2_{この必然性について納得するには、0mVと100mVの間の50%デューティ・サイクルのパルス} 列について考えてみてください。非常に低い周波数では、LTC1966は基本的には入力を追尾し ます。ただし、入力周波数が増加するにつれ、平均結果は入力のRMS値に収束します。立上り と立下りの特性が対称であれば、出力は50mVに収束するでしょう。ただし実際には、100mV のDC結合された50%デューティ・サイクルのパルス列のRMS値は70.71mVです。これは入力 周波数が増加するにつれて非対称の立上りと立下りの特性が収束していく値です。 ただし、値の大きなコンデンサを使うと、応答時間が長くなり ます。1µFの平均化コンデンサを使ったときの立上りと立下り のステップ応答を図11に示します。ちょっと見ると両方とも標 準的な指数関数的減衰型のセトリングのように見えますが、 そうではありません。これはRMS-DC計算の非直線性のため です。2つの間の時間目盛の違いにも注意してください。立上 りエッジは2倍以上早く与えられた精度までセトリングしてい ます。これもRMS-DCの計算方式の当然の結果です。2 0mVと100mVの間のステップ変化を使って示されています が、LTC1966の場合どんな大きさのステップに対しても同じ形 の応答が生じます。これは前の世代の対数/逆対数RMS-DC コンバータと際立って対照的です。前の世代のコンバータの 平均化時定数は信号レベルに依存したので、出力がゼロにな るまでうんざりするほど待たされました。 立上りエッジと立下りエッジの形はステップの全パーセント変 化に依存しますが、図11に示されている100%より小さな変 化では、応答の歪みは小さく、標準的な指数関数的減衰に似 ています。たとえば、入力振幅が100mVから110mV（+10%） に変化し、再び元に戻る（–10%）とき、ステップ応答はこれら 2つのレベル間の標準的指数関数的立上りおよび減衰と本 質的に同じです。このような場合、減衰の時定数は図11の立 上りエッジと立下りエッジの場合の間にくるでしょう。したがっ て、ワーストケースは立下りエッジがゼロになるときの応答で あり、これを設計時の目安に使うことができます。 多様な平均化コンデンサの値に対するセトリング精度とセトリ ング時間を図12に示します。前に（誤差条件に基づいて）選 んだコンデンサの値が許容できるセトリング時間を与えるな ら、設計は完了です。

図11a．CAVE = 1µFでのLTC1966の立上りエッジ 図11b．CAVE = 1µFでのLTC1966の立下りエッジ

図12．1個の平均化コンデンサを使ったLTC1966のセトリング時間

SETTLING TIME (SEC) 0.01 0.1 SETTLING ACCURACY (%) 1 10 1 10 0.1 100 1966 F12 C = 100µF C = 47µF C = 22µF C = 10µF C = 4.7µF C = 2.2µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF C = 1µF TIME (SEC) 0 0 LTC1966 OUTPUT (mV) 20 40 60 80 100 120 0.1 0.2 0.3 0.4 1966 F11a 0.5 CAVE = 1µF TIME (SEC) 0 0 LTC1966 OUTPUT (mV) 20 40 60 80 100 120 0.2 0.4 0.6 0.8 1966 F11b 1 CAVE = 1µF

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ただし、100µFを使うと、10%までのセトリング時間でさえ38 秒かかり、長い待ち時間になります。このような設計に対して どう対応できるでしょうか？100µFを選択した理由が75mHz 入力のDC誤差を0.1%以下に押さえたいということであれば、 たいした答えはありません。1%までのセトリング時間は76秒 ですが、この極端に低い周波数ではわずか5.7サイクルに相当 します。非常に低い周波数の信号の平均化には長時間を要し ます。 ただし、100µFを選択した理由が10Hz入力のピーク誤差を 0.05%以下に押さえたいということであれば、大幅に改善され たセトリング時間でその結果を得る別の方法があります。 ポスト・フィルタを使ったリップルの低減 出力リップルは常にDC誤差よりはるかに大きいので、リップ ルをフィルタで除去するとピーク誤差を大幅に減らすることが でき、単に平均化コンデンサを大きくしてセトリング時間を長 くするという代償を払わずにすみます。 LTC1966のRMS計算の実質3次のフィルタリングのための 基本的な2次ポスト・フィルタを図13に示します。ここでは、3 次のSallen-KeyアクティブRCフィルタの1番目の抵抗として LTC1966の85kΩの出力インピーダンスが使われています。こ のトポロジーにはバッファ付きの出力が備わっており、アプリ ケーションによっては役立ちます。ただし、このトポロジーには 不利な点があります。まず、オペアンプの入力電圧誤差と入力 電流誤差がLTC1966の実効VOOSを直接劣化させます。リ ニアテクノロジー社の4種類のオペアンプのこれらの誤差を 図13の表に示します。 2番目の不利な点として、オペアンプの出力は、グランドを含 むLTC1966の出力と同じ範囲で動作する必要があります。こ のグランドは単電源のアプリケーションでは負電源になりま す。LTC1966の出力はレールからわずか数ミリボルトのところ でも十分動作しますが、ほとんどのオペアンプの出力段（およ びいくつかの入力段）は動作しません。この問題を解決するに は少なくとも2つの方法があります。まず、オペアンプは負電源 が利用できれば両電源で使うことができます。オペアンプだけ そうする必要があり、LTC1966は単電源のままでかまいませ ん。この問題を解決する2番目の方法は、グランドより0.5ボ ルトほど高い信号基準電圧を発生させることです。後に続く 回路が差動入力を備えており、信号基準電圧の許容差が問 題にならない場合、これは最も魅力的です。これを行うには、 図13に示されている3つのグランド記号をすべて、後に続く回 路の差動リターンだけでなく信号基準電圧にも接続します。 LTC1966のRMS計算の実質3次のフィルタリングのための代 りの2次ポスト・フィルタを図14に示します。これもLTC1966 の85kΩ出力インピーダンスを3次のアクティブRCフィルタ の最初の抵抗として使いますが、このトポロジーではバッファ なしでフィルタリングするので、オペアンプのDC誤差特性は 出力に影響を与えません。LTC1966の出力インピーダンスは 85kΩから285kΩに増加しますが、ICL7106のような二重傾 斜積分型ADCのような極端に高い入力インピーダンス負荷 では問題とはなりません。さらに、示されているSOT-23タイプ のような汎用オペアンプを使うことができます。さらに、オペア ンプの非反転入力を、オプションとして示されている低ノイズ のリファレンスに接続すれば、単電源で簡単に動作します。こ のリファレンスにより回路の出力のDC電圧が変化することは ありません。ただし、フィルタのACグランドになりますから、（比 較的）低ノイズの条件が要求されます。 図14．DC精度の高いポスト・フィルタ 図13. バッファ付きポストフィルタ LTC1966 CAVE 1µF 5 6 R1 38.3k – + R2 169k RB C2 0.1µF C1 1µF LT1880 1966 F13 OP AMP LTC1966 VOOS VIOS IB/OS • R TOTAL OFFSET RB VALUE ISQ LT1494 ±375µV ±73µV ±648µV 294k 1µA LT1880 ±150µV ±329µV ±679µV SHORT 1.2mA LT1077 ±60µV ±329µV ±589µV 294k 48µA LT2050 ±3µV ±27µV ±230µV SHORT 750µA ±200µV LTC1966 CAVE 1µF 5 6 OTHER REF VOLTAGE, SEE TEXT R1 200k – + R2 681k C1 0.22µF C20.22µF LT1782 1066 F14

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ポスト・フィルタを使ったステップ応答 図13と図14に示されているポスト・フィルタは両方ともクリー ンなステップ応答の追加フィルタリングで最適化されていま す。1μFコンデンサに作用するLTC1966の85kΩ出力インピー ダンスは、1.8Hz以下の–3dB周波数の1次ローパス・フィルタ を形成します。ただし、2つのフィルタ内の多様なコンポーネン ト間のポールの配置のトポロジー上の相違により、図13の実 効帯域幅は1µFのみの場合に比べてわずかに（約1.2倍）増 加しますが、図14では1µFのみの場合に比べていくらか（約0.7 倍）減少します。これらのどちらの帯域幅を調節するにも、す べてのコンデンサに共通の倍数を掛け、抵抗は変えずにその ままにします。 1µFだけを使い、2つのポスト・フィルタを使ったLTC1966のス テップ応答を図15に示します。これはt=0で始まる10Hz入力 に対する立上りエッジのRMS出力応答です。立下りエッジの 応答はセトリングのワーストケースですが、立上りエッジはリッ プルを示しています。リップルはこれらのポスト・フィルタが処 理するように設計されていますので、立上りエッジは直感的に 比較しやすくなっています。 LTC1966の最初の立上りは、デルタシグマ変調器の飽和効 果により、DC入力および非常に遅い周波数の入力でスルー レートが改善されるでしょう。これは2つの方法が図15に示 されています。まず、1µFだけの出力は最初の40msに非常に 速く立ち上がるのが見られます。この効果が現われる2番目の 方法では、ポスト・フィルタの出力がわずかに3m∼4mV（3%∼ 4%）のオーバーシュートを起こしています。これは50Hz以 下の入力周波数バーストでだけ問題となり、たとえオーバー シュートがあっても、与えられた精度レベルまでのセトリング は当初のスピード向上によって改善されます。 図6から予想されたように、1µFの場合のDC誤差は1mVよ り小さく、このスケールでは観測できません。ただし、図8から 予想されたように、10Hz入力によるリップルのピーク誤差はは るかに大きく、この場合では約5mVです。はっきり見てとれる ように、ポスト・フィルタはこのリップルを低減します。図13の フィルタの広い帯域幅でさえ、リップルを大幅に除去（1mV以 下まで）し、1%までのセトリングも早く生じることが見てとれま す。図14のフィルタの狭い帯域幅では、ステップ応答はいくら か遅くなりますが、倍の周波数の出力リップルはわずか180µV です。 10Hzではなく60Hzのバーストを使った、同じ3つの場合のス テップ応答を図16に示します。60Hzでは、ステップ応答の始 めの部分には図15で見られた上昇部分がなく、2つのポスト・ フィルタ応答のオーバーシュートは1%以下です。1µFだけの 場合は依然として120Hzのリップルが見えますが、両方のフィ ルタともこのスケールで検出可能なリップルはすべて除去され ています。これは予想されていたことです。1次のフィルタは周 波数の6:1の変化に対して約6:1でリップルを減らし、3次のフィ ルタでは周波数の6:1の変化に対して約63_{:1つまり216:1でリッ} プルを減らします。 ここでも、2つのフィルタのトポロジーは相似形をしているので、 ステップ応答とリップルのフィルタリングの間のトレードオフは 両者の間で同じであり、比率にしたがってスケーリングすれば 片方の同じ性能が他方でも可能です。2つの異なったフィルタ・ トポロジーのコンデンサの選択のために、ピーク誤差と周波数 を図17と図18に示します。クリーンなステップ応答を保つには、 フィルタ内の3つのコンデンサをすべて同じ比率で変えます。 図13のバッファ付きトポロジーのコンデンサの比は10:1:10な のでスケーリングは簡単です。図14のDC精度の良いトポロ 図16. 60Hzバーストでのステップ応答 図15. 10Hzバーストでのステップ応答 INPUT BURST 200mV/DIV 20mV/ DIV 0 0 1µF ONLY FIGURE 13 FIGURE 14 STEP RESPONSE 100ms/DIV 1966 F15 INPUT BURST 200mV/DIV 20mV/ DIV 0 0 1µF ONLY FIGURE 13 FIGURE 14 STEP RESPONSE 100ms/DIV 1966 F16

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ジーのスケーリングは、標準値のコンデンサを使っておこなう ことができます。10倍のスケーリングを表2に示します。 表2．図14のトポロジーでのEIA標準値のコンデンサの 10_{倍のスケーリング} CAVE C1 = C2 = 1µF 0.22µF 1.5µF 0.33µF 2.2µF 0.47µF 3.3µF 0.68µF 4.7µF 1µF 6.8µF 1.5µF バッファ付きポスト・フィルタとDC精度の高いポスト・フィルタ のセトリング時間とセトリング精度をそれぞれ図19と図20に 示します。個々の曲線は、CAVE値で示されているように、フィ ルタの異なったスケーリングを表しています。これらは図12 （単一コンデンサの場合）の曲線に似ており、バッファ付きポ スト・フィルタではセトリング時間がいくらか短く、DC精度の 高いポスト・フィルタでセトリング時間がいくらか長くなってい ます。これらの違いは前に述べたように、全体の帯域幅が変 化したためです。 他の違いは1%レベルより下でのフィルタのセトリング特性で す。1次のフィルタの場合と異なり、3次のフィルタはどれもオー バーシュートとリンギングを生じる可能性があります。ここに 示すフィルタのデザインでは、オーバーシュートとリンギングは 大きくありませんが、コンポーネントの不整合に対していくら か敏感です。LTC1966の出力インピーダンスの 12%の許容 差でさえ、いくらかのリンギングを生じるのに十分なことがあり ます。 5%のコンデンサと 1%の抵抗が使用されると何が起 きるかを破線が示しています。 図18．DC精度の高いポスト・フィルタを使ったときのピーク誤差と入力周波数 図17．バッファ付きポスト・フィルタを使ったときのピーク誤差と入力周波数 INPUT FREQUENCY (Hz) 1 –2.0 PEAK ERROR (%) –1.6 –1.2 –0.8 –0.4 10 100 1966 F17 0 –1.8 –1.4 –1.0 –0.6 –0.2 _{C = 10µF} C = 4.7µF C = 2.2µF C = 1.0µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF INPUT FREQUENCY (Hz) 1 –2.0 PEAK ERROR (%) –1.6 –1.2 –0.8 –0.4 10 100 1966 F18 0 –1.8 –1.4 –1.0 –0.6 –0.2 C = 10µF C = 4.7µF C = 2.2µF C = 1.0µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF

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図19と図20に示されているポスト・フィルタ構成のセトリング 時間は単一コンデンサの場合と大差がないとはいえ、ポスト・ フィルタを使う理由は与えられたレベルのピーク誤差に対して セトリング時間がはるかに短いということです。フィルタにより、 低周波数の平均化のリップルは劇的に減少しますが、セトリン グ時間に対する影響ははるかに小さくてすみます。 クレストファクタとAC＋DC波形 前の説明では、波形はAC結合され、クレストファクタは大きく ないものと仮定していました。両方の仮定により、平均化コン デンサに対する要求条件が緩和されます。AC結合された正 弦波では、計算エンジンは入力を二乗するので、入力周波数 を2回フィルタして計算エンジンの仕事を楽にするために、後 続の平均化フィルタが必要です。しかし、DCオフセットを含む 正弦波の場合、入力の二乗は入力周波数の成分をもち、フィ ルタはその低い周波数を平均化して除去する必要がありま す。したがって、AC＋DC波形の場合、必要なCAVEの値は、 最低入力周波数の半分をベースにして、図6、8、17、および18 に示されているのと同じ設計用曲線を使う必要があります。 動的信号のピークとRMSの比であるクレストファクタも、必要 なCAVE値に影響します。クレストファクタが高い場合、信号エ ネルギーの大部分が波形の小さな部分に集中し、平均化は 長い信号変化の停滞期間を乗り切る必要があります。 f f CF DESIGN= INPUT MIN( )

• –

3 2

図20．DC精度の高いポスト・フィルタのセトリング時間 図19．バッファ付きポスト・フィルタのセトリング時間

SETTLING TIME (SEC) 0.01 0.1 SETTLING ACCURACY (%) 1 10 1 0.1 10 100 1066 F14 C = 100µF C = 47µF C = 22µF C = 10µF C = 4.7µF C = 2.2µF C = 1.0µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF

SETTLING TIME (SEC) 0.01 0.1 SETTLING ACCURACY (%) 1 10 1 0.1 10 100 1066 F20 C = 100µF C = 47µF C = 22µF C = 10µF C = 4.7µF C = 2.2µF C = 1.0µF C = 0.47µF C = 0.22µF C = 0.1µF

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正弦波の和、ECGトレース、SCRチョップ正弦波などの複雑 な波形の場合、必要なCAVE値は、図6、8、17、および18に 示されている同じ設計曲線を使って、最適基本入力周波数を 次のように除算したものをベースにします。常にゼロ・ボルトか ピーク・ボルトのいずれかをとる矩形波のパルス列のワースト ケースの場合、次のように最低基本入力周波数を2倍の大き さで除算したものをベースにして選択します。 f f CF DESIGN= INPUT MIN( )

• – 6 2 クレストファクタとDCオフセットの影響は累積的です。したがっ て、たとえば、16.67ms（60Hz）で繰り返す10%のデューティ・ サイクルの0VPEAKから1VPEAKのパルス列（CF = 10 = 3.16） の場合、DC非対称性のために入力は実効的にわずか30Hz で、図6、8、17、および18の目的にとっては実効的に次のよう になります。 fDESIGN= 30 = Hz 6• 3 16. – 2 3 78. 明らかに、主観的な波形の種類の記述をベースにして係数2 の差が与えられているので、上ではクレストファクタの影響が いくぶん簡略化されています。結果は実際のクレストファクタ と波形の動特性および使用されるフィルタリングの種類によっ ていくらか変化します。上記の方法は場合によっては控えめ で、他の場合にはおよそ当てはまります。 LTC1966はクレストファクタが4以下の信号では正常に動作 します。これより大きいクレストファクタでは、内部デルタシグ マ変調器が飽和し、正確な入力波形の周波数、形および（もっ と小さな程度で）振幅に依存して結果が変化します。出力電 圧は実際の入力信号のRMSより高くなったり低くなったりす ることがあります。 デルタシグマ変調器は4より小さなクレストファクタの信号が 不十分な平均化で使われるときも飽和することがあります。 これは、出力が入力電圧のピークの1/4より下に垂下すると きだけ発生します。たとえば、クレストファクタが4のDC結合 されたパルス列のデューティ・サイクルは6.25%で1VPEAK入 力は250mVRMSです。この入力が50Hzで20msごとに繰り 返し、CAVE = 1µFだとすると、出力は波形がインアクティブな 93.75%の間垂下するでしょう。この垂下は次のように計算さ れます。 VMIN VRMS e INACTIVE TIME =    − _ 2 1– 2 • ZOUT• CAVE LTC1966の場合、その出力インピーダンス（ZOUT）は85kΩで あり、この垂下は–5.22%になるので、出力は入力のインアク ティブな部分の終点では237mVまで減少するでしょう。入力 信号が再度1VPEAKまで上昇したときのピーク/出力比は4.22 です。 CAVE = 10µFでは、垂 下はわずか–0.54%で248.6mVとな り、ピーク/出力比はちょうど4.022になり、これに対しては LTC1966は誤差なしで処理できる十分なマージンをもってい ます。 クレストファクタが3.5以下の場合、この垂下と変調器の飽和 の影響を避けるには、前に述べたCAVEの選択で十分です。 ただし、クレストファクタが3.5を超えると、設計ごとに垂下も チェックする必要があります。 誤差分析 RMS-DC変換回路が正常に動作するようになったら、一旦一 歩退いて変換精度を分析します。LTC1966の仕様には3つの

静的基本誤差項のVOOS、VIOSおよびGAINが含まれていま

す。出力オフセットは出力電圧に単に加わる（または差し引か れる）誤差です。LTC1966の変換利得は公称1.000 VDCOUT/ VRMSINで、利得誤差はこの変換利得が完全な1ではない程 度を表します。これらは両方ともかなり明らかな手段で結果に 影響を与えます。 他方、入力オフセットは概念は簡単ですが、明らかとは言えな い手段で出力に影響を与えます。名前が示唆するように、入 力オフセットは入力に直接付加される一定の誤差電圧です。 これは入力とRMSに変換されたVIOSの和です。 つまり、VIOSの影響は非線形のRMS変換によって歪められ ます。0.2mV（標準）のVIOSで200mVRMSACの入力の場合、 DCとACの項はRMS方式で加算されてRMSが計算される ので、影響は無視できます。 VOUT = √(200mV AC)2 + (0.2mV DC)2 = 200.0001mV = 200mV + 1/2ppm