タップ付き相間リアクトルを用いた双方向性コンバータ
数野寛 住家収 家本博（昭和63年8月31日受理）
Bidirectional AC-DC Converter
with Tap-Changing Interphase Transformer
HiroshiKAZUNO OsamuSUMIYA HiroshiIEMOTOAbstract As an ideal AC−DC converter for driving power source of motor， it is required to satisfy the next conditions．1）Output DC voltage is variable continuously．2）Regardless of the output voltage， the fundamental wave power factor is always unity．3）Input AC current is nearly sinusoidal．4）The apparent power factor is high as much as possible．5）It has regenerative capability． We have realized the AC−DC converter satisfied the above conditions． In the DC output sides of two sets of three−phase bridge which differ the phase by 30 degrees via phase shifting transformer， an interphse transformer with two taps is applied． A power transistor with anti −parallel diode is connected to each tap respectively． The three−phase bridges are constructed using the power transistors with antiparallel diode． When this converter is operating as the rectifier， the input AC current is a quasi−sinusoidal wave with 24 steps， and the power factor of the fundamental wave is unity． As the residual higher harmonics are only slight， the total power factor is very high． By a cascade connection of DC chopper， the output DC voltage is variable by changeing continuously the control factor． Regenerated power is passed inversely through the step−up chopper，・the interphase transformer and the transister bridges． The theory and the experimental results are described． 1． はじめに 電動機の駆動電源として，理想的な整流装置には， 次の諸条件が望まれる。 i）直流出力電圧が連続可変であること。 ii）流入電流ができるだけ正弦波であること。 iii）制御のいかんにかかわらず基本波力率が1であ ること。 iv）総合力率ができるだけ高いこと。 v）電力回生が可能であること。 電動機が外部からの力によって加速され，発電機と して働いたり，整流装置の出力電圧を下げたりしたと き，電気的制動力を発生させるためには，エネルギー ＊電気工学科，Department of Electrical Engineering， の逆行が必要となる。このときの逆行エネルギーを， 並列抵抗により消費させる発電制動法は，簡単である ので一般に使用されている。しかし，電力経済上は好 ましくないため，電源へ向かって，電力回生可能な回 路が望ましい。 以前に，30°移相2組の並列多重コンバータにタップ 付き相間リアクトルを適用し，上記理想コンバータの 条件中i）∼iv）を満足する理想にほぼ近いコンバータ を実現することができた1）・2）。このコンバータは，電力 の逆行機能を持たなかったため，回生動作は不可能で あった。そこで，このコンバータに電力回生機能を追 加することを試みた。 最近のパワートランジスタは，電圧形インバータに 使用されることが多いため，逆並列ダイオードを内蔵 し，モジュール化されたものが多い。本装置では，こ 一 7 一
相間リアクトル ∪ 塑 工 △ ゜↑eA P ブリッジ1 CH の素子を用いることにした。力行時は，ダイオードプ リッジによる整流→降圧チョッパによる電圧制御→逆 起電力負荷，回生時は，逆起電力負荷→昇圧チョッパ による電圧制御→パワートランジスタインバータ，と いう電力の流れとし，構成素子個数を特別に増やさず に，理想的な双方向性コンバータを実現することがで きたので，以下に報告する。 ブリッジ2 1・。bi 図一1 回路構成 Fig．1 Circuit constitution． 2．理論および回路構成 2．1 ブリッジ回路 図一1に回路構成を示す。入力変圧器として，30°移相 の2組の直流巻線を用い，それぞれを別々のブリッジ で整流する。このブリッジの整流出力間に接続されて いるのが，タップ付き相間リアクトルである。 2．2 タップ付き相間リアクトル 本研究の相間リアクトルでは，巻数1／4および3／4 のところに，それぞれタップを設けている。この二つ のタップのおのおのに，ダイオードD、，D2およびトラ ンジスタT，1，T，2を接続する。 ダイオードブリッジによる整流器動作時，ダイオー ドD1， D2は自然転流により交互に電流が流れ，自動的 に二つのタップが切り換わる。重なり現象を無視すれ ば，転流は，％、とed2の波形の交点で行なわれ， ed1の 電位がed2の電位よりも高くなるときD，に電流が流 ed／ EmL、 ！，、 ed， ．，ぼ
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tdI −一→ 0°15° 45° 180° 360° idt iab ib， 0°15° 45° eA 180° 0° 30° 90° 150° ∀ 寸 ＼ ＼ 一 ■◎ 0° 30° 90° 150° 210° iCb O° 30° 90° 150° 210° iat O。 tb， 0° 60° 120° 180° 60° 120° 180° i・tO・ 120° 180° 240° ε ・・75E・_
× ∀ iab、 ibc、 60°N
ミさミs
0°15° 45° τca・ O。 iA 潤B 0 30 60 90 120 時間〔度］ 図一2 整流電圧波形 Fig．2 Rectified voltage waveforms． 図一3 各部電流波形 Fig，3 Current wave forms of every part． 360° 8れ，逆のときD2に電流が流れる。ここで， D、に電流が 流れている時を例にあげて説明する。 等アンペアターンの法則より，次の関係となる。 idi＝（3／4）1日’ id2＝（1／4）1日’ （1） このときの電圧ed’は， ed、とed2の差1／4だけed、よ り低い値である。 D2に電流が流れている時は，反対のことが言える。 これにより，相間リアクトルの出力電圧E，’は，ほとん ど一定で，ほぼ平滑な直流とみなすことができる。こ れらの電圧波形の様子を図一2に示す。また，電流波形 id1， id2を図一3に示す。 トランジスタブリッジによるインバータ動作時に は，トランジスタT．、，T，2を50 Hzの電源に同期して 30°ごとに交互にON， OFFすることにより，電源への エネルギーの回生を可能にしている。この時の各部の 波形は，整流器動作時と等しく，エネルギーの移動方 向のみ逆向きとなる。 2．3ブリッジ入力電流 ブリッジの入力電流ia1， ib1， zl。1；i。2， ib2， zl，2は，120° 通電形をもとに，ブリッジ出力電流id1， id2から求め る。つぎに，ブリッジ2において，一次側と同位相の 電流iab2， ib，2， ica2，を求める。ここで， Za2 ＝ Zab2−Zca2 Zb2 ＝ ZbC2−Zab2 ZC2 ＝ Zca2−2bc2 であり， i。b2＋ib。2＋ ica2＝0 であることより，次のように求まる。 i。b2 ＝＝（i。、−ib2）／3 i、，2＝（i、、−ic、）／3 ‘，a、一（zl，2−i。2）／3 （2） （3） （4） ここで，入力変圧器の巻数比は，Y側が1：1， A側 が1：万で，いずれもブリッジ入力電圧および電流の 実効値は等しい。よって，入力線電流iA， iB， iCは， iA＝i。i ＋，V’llii。b2 i、＝ib1＋VIIi、，2 ic＝ ic1−十一Vili ica2 （5） となる。以上により，入力電流は，24段階波形となり， 非常に正弦波に近い。 以上の電流波形を図一3に示す。波形の大きさはid’ を1としてあり，iAの大きさは，小さい方から順に， ∼／5／12， ∼／5／4， （1十∨5）／4， （9十∼／3）／12， （9一ト2V3）／12， （1＋2∼③／4である。 図一3から，入力電流は相電圧と同位相となり，基本 波力率が1であることがわかる。 2．4 チョッパ回路 図一1において，鎖線で囲まれた部分は，本整流装置 のチョッパ回路であり，整流器動作時には降圧チョッ パとして動作し，インバータ動作時には昇圧チョッパ として動作する。最終出力段の直流リアクトルLd2は， フリーホイリングダイオードを併用することにより， チョッパの降圧動作時における電流のとぎれや脈動を 減らし，チョッパの昇圧動作時においては，負荷から の回生エネルギーを一時的に蓄え，電圧を昇圧し，電 源にエネルギーを返す働きをする。 降圧チョッパ回路（整流器動作時）は一般的である ため省略し，昇圧チョッパ回路（インバータ動作時） について述べる。 昇圧チョッパ回路を図一4に示す。定常時，トランジ スタをONにすると， Ld2へ電源電圧Eがかかり電流 1iが上昇しようとする。トランジスタをOFFにする と，Ld2の自己誘導作用によって，1，を維持しようとす る向きに起電力e、を生じ，コンデンサがE＋e、で充 電される。一般に，負荷出力電圧V。は，Eよりも高く なる。 ここで，Ldl， Ld2は，十分に大きなインダクタンス を持つものとする。トランジスタのON， OFF周期を T，OFF時間をT。ffとすると， 直流電源から送られる電力＝EI， 負荷の消費電力＝Vo（li T。ff／T）≡Vol2 となる。エネルギー保存則より，両者は等しいので， 「レ6／tE＝ T／Toff≡≡Ku （6） 1，／ム＝ TOff／T＝1／Ku （7） となり，電圧比は，電流比の逆比となり，いわゆる直 流変圧器としての性質を有する。 2．5直流出力電圧 本整流装置の直流出力電圧Edの理論値を求める。 ただし，ダイオード，トランジスタ，などによる損失 は無視し，重なり現象は省略するものとする（図一2参 照）。 電源の線間電圧最大値をEmとし，トランスにおけ る変圧比を1とする。ブリッジ1，2の出力電圧ed 1， ⊥ E＿二． 図一4 昇圧チョッパ部 Fig．4 Step−up chopPer section一 R 9
ed2の平均値E，，は，60°間を平均することで，
恥一
¥4㌔・in（ωt）da）t一㍉
3
≒0．955Em （8） となる。 つぎに，相間リアクトル出力電圧E，’の平均値は， 75°∼90°間を平均することにより， E・’一 ?ｰ［・i・（ωt）−t｛・i・（ωオ） 12 −・i・（ωZ−9）｝］dot ≒0．939Em （9） となる。 チョッパ回路では，降圧率をK，（≦1．0）とすると， 出力電圧＝入力電圧×降圧率（E， ＝＝ E，’×K，） となるから，求める出力電圧は次のようになる。 装置の出力電圧E，≒0．939 KdEm （10） 2．6 含有高調波成分 図一3の電流波形のiA， iB， iCをフーリエ級数展開し， 含有高調波成分を計算により求める。 本研究中の電流波形は，すべて半波対称波であり， 原点に対して点対称である。したがって，直流成分と cos項は0， sin項の偶数次は0であり，奇数次のみが 存在する。よって，フーリエ級数展開式は，第n次の 高調波成分をA．とすると， co f（ωの＝ΣA。 sin （ncat） n＝1 π▲一
囈?轣iωt）・i・（n・・t）d・・t（n−・，3，5…） となり，これを用いると次のようになる。 A一撒砧｛可豆・i・（n・・t）dnt ＋3H・i・（ ・ばωτ 9 ＋（3＋3V3）44si・（nwt）・dω’ ＋（9＋万）f，9・i・（nwt）d・・t （11） 表一1調波分析結果 Table l Results of harmonic analysis． ゴAの波形（図一3） 12パルス波形（比較のため） ん 大 き さ 百分率 大 き さ 百分率 、41 1．221066 ×ん 100％ 1．1026578 ×1□ 100％ ∠411 一〇．001768 〃 0．1576 0．1002416 〃 9．0909 、413 一〇．001496 〃 0．1333 0．0848198 〃 7．6923 、423 0．0487872 ” 4．3478 0．0479416 〃 4．3478 、425 0．0448842 〃 4．0000 0．0441063 〃 4．0000 ∠435 一〇．0005556 〃 0．0495 0．0315045 〃 2．8571 、437 一〇．0005256 〃 0．0468 0．0298015 〃 2．7027 、447 0．0238746 〃 2．1277 0．0234608 〃 2．1277 、449 0．0229001 〃 2．0408 0．0225032 〃 2．0408 、459 一〇．0003296 〃 0．0294 0．0186891 〃 1．6949 ・461 一〇．0003188 〃 0．0284 0．0180763 〃 1．6393 、471 0．0158043 〃 1．4084 0．0155303 〃 1．4084 ．473 0．0153713 〃 1．3699 0．0151049 〃 1．3699 、483 一〇．0002343 〃 0．0209 0．013285 〃 1．2048 ∠485 一〇．0002288 〃 0．0204 0．0129724 〃 1．1765 ．495 0．0118116 ” 1．0526 0．0116069 〃 1．0526 、497 0．0115681 〃 1．0309 0．0113676 〃 1．0309 ． ・ ・・・・・・・・・・… 〃 書 ・ ● ● ● ● ・・・・・・・… 〃 … ■ ■ ● ● ■ ＋（9＋2ts）4撒・i・（nwt）dat ＋（3＋6V3）嘉・i・（一嗣 ＝＝一ﾃ｛ts＋2凋・・s☆・π＋3・・s音・π ＋（6−2万）…音ηπ ＋ts…昔万π 一（6−4B）…音ηπ｝（n−・，3，・5…）⑫ この計算結果を表一1に示す。3．制御回路
回路構成は，トランジスタブリッジ制御部および直 流チョッパ制御部，装置の操作のための入出力部とに 分けられる。これらは，MCS−8052AH−BASICシング ルチップマイクロコンピュータ（以下，MCS−52と略 す）によりすべて制御され，制御線の入出力に8255A を2個用いた。 トランジスタブリッジおよびタップ付き相間リアク一10一
トルのタップ切り換えに用いるトランジスタは，整流 器動作時には不用であるため，装置がインバータとし て働く時のみ制御すればよい。これらは，MCS−52か らの制御信号により制御される。この制御が必要なト ランジスタには，ブリッジ回路のものと，相間リアク トルのタップ切り換え用のものがある。 整流器動作時，ブリッジ回路の各ダイオードには， 自然転流によって120°通電形の電流が流れる。インバ ータ動作時のブリッジ回路の各トランジスタには，お のおののトランジスタに逆並列接続されたダイオード と同位相同形の電流を流す必要がある（ただし，電流 方向は逆向き）。また，相間リアクトルのタップ切り換 え用トランジスタは，30°ごとに交互にON， OFFさせ る必要がある。これは，電源に返る電流を電源相電圧 と同位相とするためである。このような電流を流すた めの，各トランジスタのべ一ス信号のタイムチャート を図一5に示す。 cet
T、，。一＝＝ご
・、、。一一＝＝一一一＝
図一5 トランジスタのべ一ス信号タイムチャート Fig．5 Time charts of transistor base signal． 設定値 トランジスタ． ベース信号 図一6 直流チョッパ制御回路のブロック図 Fig．6 Block diagram of DC chopper control circuit． 直流チョッパ制御部は，発振器，カウンタ，比較器 を用いて構成した。MCS−52は，比較器に基準となる データを与え，そのデータを基にこの回路でトランジ スタのON／OFFの比を決定し，チョッパを制御する。 図一6に直流チョッパ制御回路のブロック図を示す。 まず，発振部により発生する基準となるクロックは， カウンタに入力される。カウンタでは，0から255まで をコンパレータ（比較器）により比較し，（カウント 数）≦（設定値）の間をON，（カウント数）〉（設定値） の間を，OFFとなるように，トランジスタの制御信号 を出力する。これより，発振器からの256クロック分 で，チョッピングの1周期が構成される。コンパレー タの設定値入力用には，MCS−52を用いている。 チョッパ回路の降圧率（昇圧率）の設定は，ロータ リエンコーダから，回転方向と回転数をMCS−52が読 み取ることで行なう。また，降圧動作か昇圧動作かは， 切り換えスイッチによって手動で行なう。 また，MCS−52は，操作のための各種スイッチや， ロータリエンコーダ，制御装置の現在状態を示す液晶 表示器など，コントロールパネルへの入出力も行なう。4．実験結果
本整流装置動作時の波形の一例を，図一7∼図一12に 示す。ここで，L，、＝10 mH， C＝ 2200 ”F， Ld2＝56 mHである。図一7，図一8は，相電圧eAと流入電流iAの 波形である。図一7は整流器動作時であり，図一8はイン バータ動作時であるが，ともに電流と電圧の位相が一 致していることから，基本波力率が1であることが分 かる。図一9，図一10は，チョッパ回路の入出力電圧の波 形である。図一9は，整流器動作時に降圧チョッパとし て動作している時のチョッパ部への入力電圧E，’とそ の出力電庄E，の波形である。降圧率0．5のときのもの であり，出力電圧が1／2に降圧していることが分かる。 図一10は，インバータ動作時に昇圧チョッパとして動 作している時のチョッパ部への入力電圧E．とその出 力電圧Ed’の波形である。昇圧率2のときのものであ り，出力電圧が2倍に昇圧していることが分かる。図 一ll，図一12の周波数スペクトラムから，両動作とも残 留高調波が非常に少ないことが分かる。 整流器動作時における本装置の出力電圧E，につい て図一13に示す。これより，降圧率を変化させることで 出力電圧を直線的に可変できることが分かる。 ごく低電圧小容量実験の一例であるが，インバータ 動作時の効率と昇圧率の関係について図一14に示す。 直流電圧が低い時には昇圧率を大きく選ぶことによ り，また，直流電圧が高い時には昇圧率が低くT（も，一11一
図一7 相電圧・流入電流波形（整流器動作時；go°／div） Fig．7 Wave forms of phase voltage and input current（rectifier operation）． 図一9降圧チョッパ部入出力電圧（K，＝0．5，20V／ div） Fig．9 Wave form of input and output voltage at step−down chopPer． 図一11流入電流の周波数スペクトラム（整流器動作 日寺， K．＝0．5） Fig．11 Frequency spectrum of input current （rectifier operation）． 比較的容易に電力回生が行なわれていることが分か る。 入力変圧器の一次側における力率（基本波力率）測 定では，交流入力電圧の変化（50∼180V）および，チ ョッパ制御率の変化にかかわらず，常に0．99以上であ 図一8 相電圧・流入電流波形（インバータ動作時；90°／ div） Fig・8 Wav・f・・m・・f ph・・e・・lt・ge and i・p。t current（inverter operation）． 図一10 昇圧チョッパ部入出力電圧（Ku＝2，20 V／ div） Fig．10 Wave form of input and output voltage at step−up chopPer． 図一12流入電流の周波数スペクトラム（インバータ動 作時，Ku＝2） Fig．12 Frequency spectrum of input current （inVerter operation））． った。 5．おわりに 直流電動機の駆動用電源としての理想的整流装置の 諸条件をすべて満たす双方向性コンバータを構成する
一12一
冨 出 細 ×Id＝4A ロId＝6A △Id＝8A OId；10A O．8 0．6 0．4 0．2 降圧率 図一13降圧率一出力電圧特性 Fig．13 Step 一 down factor 一 output voltage characteristics． ことができた。15°移相4組の多重接続に匹敵する特性 が得られるが，それと比べると，本装置の回路構成お よび制御回路は，非常に簡単となっており大きな利点 と言える。また，本装置に使用した素子は，トランジ スタとダイオードが逆並列に接続されたもの2組が縦 続接続されて一つのモジュールになったものを使用し たため，整流器動作用とインバータ動作用の素子を 別々に設ける必要がなく，回路構成を簡潔に行なうこ とができた。 今後，インバータ動作時のスナバ対策，力行・回生 の自動切換え時の過渡応答等につき，検討する必要が 100 80
