トップページ 北見工業大学学術機関リポジトリ（KITR） SIS2016 6

長遅延マルチパス環境下の水中音響通信におけるシ

ングルキャリア周波数領域等化 ( スマートインフォ

メディアシステム)

著者

吉澤 真吾, 谷本 洋, 齊藤 隆

雑誌名

電子情報通信学会技術研究報告 = I EI CE t ec hni c al

r epor t : 信学技報

巻

SI S- 2016

号

6

ページ

29- 34

発行年

2016- 06- 09

一 般 社 団 法 人 電 子 情 報 通 信 学 会

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附

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信 学 技 報

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長遅延マルチパス環境下の水中音響通信における

シングルキャリア周波数領域等化

吉 津 真 吾 ↑

谷 本

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替 藤

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↑ 北 見 工 業 大 学 大 学 院 工 学 研 究 科 電 気 電 子 工 学 専 攻 干

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北 海 道 北 見 市 公 園 町

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神 奈 川 県 鎌 倉 市 上 町 屋

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番 地

1

1

あらまし

最近の水中音響通信はマルチパス対策のために周波数領域等化が採用されており，マルチパスの遅延広が

りがサイクリックプレフィックス

(

C

P

)

以内であれば伝搬路歪みを補正することが有効であることが知られている.し

かし，浅海域などの水面や水底，障害物からの反射波が多く到来する環境では非常に長い遅延波が到来することが知

られており，長い

C

P

は 伝 送 レ ー ト や 通 信 応 答 の 面 で 不 利 と な る . 本 研 究 で は 長 遅 延 マ ル チ パ ス 下 環 境 で も 短 い

CP

で対応可能な水中音響通信について検討する.上記の環境では常にブロック間干渉やキャリア間干渉が存在するが，

Q

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伝送時においてシングルキャリア周波数領域等化

(

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)

は

OFDM

に比べてそれらの干渉の影響が小さく，

通信特性に優れることを受信信号分布やシミュレーション評価から説明する.

キーワード

水中音響通信，

OFDM

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，ブロック間干渉?キャリア間干渉

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現在の海洋調査では遠隔操作無人探査機

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2

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が広く運用されている.

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の遠隔制御や情報収集のための通信手段としての無線伝送は重

要な要素技術であるが，光や電磁波は水中，特に海中で大きく

減衰することが知られており，長距離通信においては音波を信

号源とする水中音響通信が利用される.

水中音響通信は

0

5

9

1

年代に単側波帯振幅変調

(

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)

方 式の通信装置が開発されるなど，電磁波無線と同様に古くから

研究が行われており，デジタル変調，スペクトラム拡散

]

4

[

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3

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の 導 入 が 進 め ら れ て き た . 最 近 では

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を低減する観点か

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プーノレ環境伝送距離20 m での遅延プロファイノレ(上は線形，下 は片対数グラフ)

OFDM 送受信モデ、ノレ 図2

[

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3

8

2

品

開

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図1

ら シ ン グ ル キ ャ リ ア 周 波 数 領 域 等 化elgniS( reirrac yncqueref d

o r n a i

n notiazilauqe ， SC-FDE)

-

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9

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[

も研究されている. 水 中 音 響 通 信 に お い て 音 波 が 水 底 や 水 面 ， 障 害 物 の 反 射 な ど

に よ っ て 生 じ る 遅 延 波 が 多 数 到 来 す る 環 境 ， す な わ ち ， マ ル チ

パ ス 環 境 の 対 策 が 重 要 と な る が ， 電 磁 波 通 信 と 同 様 に 屑 波 数 領

域 等 化 が 有 効 で あ る こ と が 知 ら れ て い る.OFDM や SC-FDE は送信信号にサイクリックプレフィックスcilcyC( xiferP ， CP) を挿入する.遅延波広がりが CP 長 以 内 な ら ば 伝 搬 路 歪 み は 周 波 数 領 域 で の 振 幅 と 位 相 の 変 動 で 表 現 す る こ と が で き ， 線 形 等

化により伝搬路歪みを補正することができる.

水 中 音 波 伝 搬 に お け る 遅 延 広 が り は お よ そ 数'""'""snr 数 十ms

L

水 平 や 鉛 直 の 通 信 方 向 や 周 囲 環 境 に よ っ て 大 き く 異 な る こ

とが知られている.想定する遅延広がりに応じて CP 長 を 設 定

した場合，環境によってはCP 長 が 冗 長 も し く は 不 足 す る 場 合 が 起 こ る . 長 い CP を 設 定 し て 広 帯 域OFDM やSC-FDE 伝 送 を 行 う 際 に ， 伝 送 効 率 を 上 げ る た め に は ブ ロ ッ ク 長 やFFT 点 数 を 大 き く す る 必 要 が あ り ， 通 信 フ レ ー ム 自 体 も 長 く な る た

め通信応答の遅延が問題となる.

本研究では短いCP ，すなわち， CP を越える遅延広がりを持

つマルチパス環境下で、の水中音響通信について検討する.この

環境では常に遅延波干渉によるブロック間干渉kcolb-retnI( -ni t

e r f e r e n c

e ， )IBI や キ ャ リ ア 間 干 渉reirrac-retnI( ecnerefretni ， I

C I

) が 発 生 し ， 復 調 性 能 を 低 下 さ せ る こ と が 知 ら れ て い る . OFDM 通 信 に 対 し て は ， 我 々 は ， キ ャ リ ア 間 干 渉 を 低 減 す る ためにFFT 窓 を 時 間 シ フ ト し て 受 信 信 号 を 切 り 出 す デ ー タ 選 択 型Rake 受 信(Data evitceleS Rake onepticeR

，

DSRake) を 提 案 し ， シ ミ ュ レ ー シ ョ ン や プ ー ル 試l験 評 価 に よ り ， そ の 有 効

性 を 示 し た

1

1

[

.

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]

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[

本 報 告 で は ， 文 献

]

2

1

[

と 同 様 に 受 信 信 号 分 布 を 観 測 す る モ

デ ル か ら ブ ロ ッ ク 間 干 渉 や キ ャ リ ア 間 干 渉 が 受 信 信 号 分 布 に 与

える影響を考察する. QPSK 伝 送 時 に お い て はOFDM よりも

SC 四FDE のほうがブロック間干渉やキャリア間干渉の影響が小

さ く ， 良 好 な 通 信 特 性 を 維 持 で き る こ と を 明 ら か に す る . プ ー

ノレ環境の遅延モデ、ルを用いたシミュレーション評価により，

の考察の妥当性を示す.

受 信 信 号 分 布

3.1 ブ 口 ッ ク 間 干 渉 の 影 響

CP を 越 え る 遅 延 波 に よ り ブ ロ ッ ク 間 干 渉 と キ ャ リ ア 間 干 渉 が 発 生 す る が ， そ の 干 渉 が 通 信 に 与 え る 影 響 を 受 信 信 号 分 布 か

ら 考 察 す る . 最 初 に 受 信 信 号 分 布 を 得 る た め の OFDM 送 受 信

3

.

モ デ ル を 図2 に示す.第 4章 の 送 受 信 構 成 と は 異 な り ， 周 波 数

領域等化や誤り訂正を省き， QPSK 伝送モードに限定している.

送 信 側 で

m

番 目 の ブ ロ ッ ク に 対 す る 送 信 デ ー タ を 全 て0，す なわち ，

A

m

(

η)=0 0( ｾ ｮ Ｒｎ

-

1

)

とする.η はOFDM サ ブ キ ャ リ ア 番 号 で あ り，

N

はOFDM サ ブ キ ャ リ ア 数 で あ る . ま た ， ど の OFDM ブ ロ ッ ク で も 送 信 デ ー タ は 全 て0 とする. QPSK 変 調 し た 信 号 点 を

B

m

(

η)=1 十jと す る . 時 間 領 域 変 換 後の信号エネルギ)偏りを防ぐために位相が 0，π/4 ，π/2 ，3π/4 か ら 成 る ラ ン ダ ム パ タ ー ン

S

m

(

η

)

ε

{

1

，j，

-

1

，-j}を乗算して ス ラ ン プ ル 処 理 す る . 周 波 数 領 域 送 信 信 号 X m (

η

)

に 対 し て IFFT 処 理 を 行 い 時 間 領 域 信 号

)

(

t

m

x

に変換後，

c

p

を挿入し， OFDM ブ ロ ッ ク を 順 番 に 並 べ て 送 信 信 号

t

(

)

t

(

x

は 離 散 サ ン プ ノレ時間)を得る.受信側では FFT 窓 で 切 り 出 し た 信 号

)

t

(

m

Y

に FFT 処 理 を 行 い ， 周 波 数 領 域 受 信 信 号Ym

η

(

)

を得る.送信時

と 同 じ ラ ン ダ ム パ タ ー ン

S

m

(

η

)

を 乗 算 し ， デ ス ク ラ ン プ ル 処 理する.スクランプノレ処理後の信号

C

m

η

(

)

に 対 し てQPSK 復 調を行い，受信データ

D

m

(

n

)

を得る.なお， OFDM ブ、ロック

の デ ー タ 部 の 長 さ をT(= N) ， CP 長 をTop で 表 す 伝 搬 路 は 直 接 波 と 遅 延 波 の2波 モ デ ル を 適 用 し ，

)

t

(

x

と

)

t

(

Y

の関係は以下の式で表現する.

そ

水中音波伝搬の実際例を説明するため，プールで、実測した遅

延 プ ロ フ ァ イ ル を 図1に示す.一般的な遊泳用プールにおいて

送 波 器 と 受 波 器 を お 互 い に 水 平 方 向 に 向 け て20 nr の 間 隔 で 測 定 し て い る . 最 も 大 き い 振 幅 を 持 つ 波 を 振 幅 1，到来時間0秒 の 直 接 波 と し て 規 格 化 し ， 後 に 続 く 遅 延 波 を 到 来 時 間 差 と 振 幅

に 応 じ て 表 現 し て い る . 遅 延 波 が 指 数 的 に 減 衰 す る の は 水 面 や

水 底 で 反 射 し て か ら 受 波 器 に 到 来 す る 反 射 波 に よ る . ま た ， 片

対数グラフでは大きな遅延波のかたまりが定期的に到来するが，

これはプールの両側壁で、反射してプーノレ幅を数往復してから到

来する反射波によるものである. DU 比deirseD( ot U dreisden S

i g n a

l ioRat ， DUR) が01 dB 以 下 の 遅 延 波 が 存 在 す る 範 囲 は

o

""s ' " " ' 3

5 snr となる.

遅 延 プ ロ フ ァ イ ル

2

.

ハ

U

円

D i r e c t Wave

FFTWindow

ｾ＠

ト

一

一

→

i

→

←

-i

c

l

¥

k

ｹｾ｜ｃｐ｜ｄ

ｂｬｯ｣ｫ

ｫ

Boundary

T

c p

T

(a)α=0 ，τ0=， CNR=30 dB

D i r e c t Wave

D elayWave

(b)α= .70 ，τ=330 ， CNR=30 dB

D i r e c t Wave

D e l a y Wave

( c )

α= .70 ，τ=280 ， CNR=30 dB

図3 信号切り出しタイミング

S i g n a

l Values I(ch)

-8

00r つ

g

ＶＰＰｾ＠ ← -ｾ＠--一一一一一

ｾ＠ 400 ト 一 一 一 一 一 一 一 ー ト ト Ｍｉ｜ＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭｾＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭｾ＠

0" 11

ｾ＠ 200 ト一一一一一一;一一一一 ト ト ＭｉｉＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭＺＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭＭｾ＠

Lム 1¥

O

! ¥iI

-3 -2 1- 0 2 3

S i g n a

l Values (Q-ch)

図4 直接波のみに対するOFDM 受信信号分布

ν

)

t

(

=

)

t

(

X

+

α

t

(

x

-

)

T

+

η (

)

t

)1(

α

は 遅 延 波 の 伝 搬 路 係 数 (

I

α

1

<

1

)

であり ，T は 到 来 時 間 差 で ある. η

)

t

(

は雑音信号であり， CN 比に応じて雑音を付加する. 図2の送受信モデルにおいて， CN 比 30 dB ， 伝 搬 路 係 数

α=0.7 ， 到 来 時 間 差γを 変 化 し た と き の

C

m

(

n

)

に 対 す る 受 信 信 号 分 布 を 観 測 す る . ブ ロ ッ ク 長 は T=256 ，CP 長 はTcp=64

とする.図 3に 直 接 波 と 遅 延 波 の 到 来 時 間 差 を 変 化 し た と き の 信号切り出しタイミングを示す.

図)a(3 は 直 接 波 の み の 受 信 タ イ ミ ン グ で あ る . デ ー タ 部 区 間 に 合 わ せ てFFT 窓 に よ る 信 号 切 り 出 し を 行 う . こ の と き の Cm (η)の受信信号分布を実数部(ch-I) と虚数部(Q-ch) に分け て図4に 示 す . 信 号 分 布 に お い て 信 号 値 1に集中することから 受 信 信 号 は

B

m

(

n

)

=

l

+

jと ほ ぼ 同 じ 値 で 受 信 さ れ る こ と が わ かる.シンボル誤り率は I-ch とQ-ch そ れ ぞ れ に お い て 信 号 値 が 負 で あ る と き に 判 定 誤 り と な る こ と か ら ， 信 号 値 が - ∞ か

ら0に 属 す る 信 号 を カ ウ ン ト す れ ば 良 い . つ ま り ， シ ン ボ ル 誤 り率は0となる.

図)b(3 は到来時間差がアヱ330 とCP を越える遅延波が存在 す る 場 合 で あ る . 図 )b3( に 示 す よ う に 直 接 波 の 第m ブロック の デ ー タ 部 区 間 で 信 号 切 り 出 し を 行 う と き ， 遅 延 波 の 第

m-1

ブ ロ ッ ク の 信 号 が 混 入 す る こ と に よ る ブ ロ ッ ク 間 干 渉 が 発 生 す

る.図 5に 受 信 信 号 分 布 と コ ン ス タ レ ー シ ョ ン を 示 す . 受 信 信

内

d n u n u n u n u n u -Q U E U

必

斗

n L K A O E ω

コ

U

ω

」

比

ー2

一 o

S i g n a

l Values I(ch)

-3 n d n u n u n u n u n U

一

n

O

E

U

凋

斗

n L K A O C ω

コ

σ

ω

』

h

L

ー2 1- 0

S i g n a

l Values (Q-ch) (

a

) lSigna onbutitrisid

3

2 . 5

2

2 5.1

0

σ

ω

三

国

〉

'

"

2 0 5

。

o 5.0 .15

S i g n a

l uelaV ト()hc (

b

) lSigna onnotellatisc

国5 7=330 の遅延条件に対する OFDM 受信信号分布および、コンス タレーション(三角は無干渉時の受信信号点を示す)

号 分 布 で は ブ ロ ッ ク 間 干 渉 に よ っ て 信 号 分 布 が 広 が り ， 負 の 値

を持つ信号によりシンボル誤りが発生する. m 番目のブロック

に 対 す る 直 接 波 と 遅 延 波 の 関 係 は 以 下 の 式 で 表 現 で き る . た だ

し，伝搬路雑音η (

)

t

は省略し， Td = T-Tcp + T = 10 とする.

Y

m

(

t

)

=

)

t

(

X

m

+

α

X m -

l

t

(

-

)d7

)

2

(

Y

m

(

η

)

=

X

m

(

n

)

+

α

X

m -

(

l

η

e

)

j21rn

存

( 3 )

C m (

吋

=

C

m

(

n

)

十α

S

m

(

η

)

C

m -

l

e

)

n

(

j

21rn

守

(

4

)

C m (

η

)

=

B

m

(

η

)

+

α

S

m

(

η

l

(

)

-

m

S

η

)

B

m

-

l

n

(

e

)

j21rn

守

(

5

)

C

m

(

n

)

=

B

m

(

n

)

十

V

2

ae

j

2 1r

(仰)+ま +n

尋

)

η

η

(

)

=

o

n

(

+

/

4

l

)

n

，

ηo E O{ ， 1， 2， }3 ，η1ε{0 ，1，2，}3 )6(

B

m

-

l

)

=

l

(

n

+

j= ゾ

e

2

j

2 1r

/

8

を用いている. η

0，

n

l

は式

)

5

(

の

S

m

(

η

)

，

S

m

-

(

l

η

)

の位相変化を表現している

.

η

(

η

)

は集合から

ランダムに選ぶものとして扱う. Td はN より十分小さいため，

式)6( の

C

m

(

n

)

は

B

m

(

η

)

= l+j を中心した半径ゾ互α=0.99

の 円 上 に 点 在 す る . こ の 様 子 は 図 )b(5 の コ ン ス タ レ ー シ ョ ン から確認できる.

次にSC-FDE の 受 信 信 号 分 布 を 観 測 す る . 図 6にSC-FDE

送受信モデ、ルを示す. QPSK 変調やスクランプノレ処理は図2と

同 様 で あ る が ， 時 間 領 域 の 処 理 な の で 送 信 デ ー タ やQPSK 変 調 し た 信 号 をαm

)

t

(

，

)

t

(

m

b

と表現する. SC-FDE は受信側で FFT による周波数領域変換，チャネノレ等化， IFFT による時間

-」一一一一一一一一-1 -1 0 S i g n a

l Values I(h)-c

S i g n a

l Values (Q-ch)

( a

) OFDM α(= 7.0 ，τ028= ， CNR=30 dB)

;

j

j

j

ト

二

;

二

r

r

J

3

S i g n a

l Values I(ch)

-K

A

O

C

U

コ

σω 」 h h C m ( t ) d m ( t ) -2

SC-FDE 送受信モデ、/レ

3 0 0 ' 1 ｾｾｾＭｾｾＭｾｾｾＭｾｾｾｾｾｾＧＭｾｾＭ･＠

> .

g 002 ト 斗 一 一 一 一 一 ト ---il---: 一一一-li- ト イ

ω 1 1 11

コ 11 !I

g 010 卜 ト一一一一十一 トー

H

-

-

-

-

-

-

ト イ

Lιl 1' J ¥

0

' 乱 l 引

' : '

3 2- 1- 0 2 3

S i g n a

l Values I(-ch) 図6

n u n u n u n u n u n u q d η L 4 1 K A O C O

コ

U ω 」 h h 3 ( b

) DE-FCS α(= 7.0 ，τ80=2 ， CNR=30 dB)

園8 7=280 の 遅 延 条 件 に 対 す る OFDM お よ びSC-FDE 受 信 信 号 分 布

b

m

-1

t

(

-

)d7

=

bm

-1

t

(

)

ニ 1

+

ｪ

)

t

(

(

は集合からラン ダムに選ぶものとして扱う.式 )01( より

)

t

(

n

r

C

は

bm (

1

=

)

t

+

j

から実数および虚数軸方向でαか-α 分ずらした位置になる.

Ｗ

)

t

(

m

c

は実数部，虚数部において負になる信号が存在しないのでシン

ボル誤りは発生しない.

受 信 信 号 分 布 に よ る 考 察 か ら QPSK 伝 送 で はOFDM より

SC-FDE のほうがブロック間干渉に対する耐性が強いことがわ

2 . 5 S i g n a

l Values (Q-ch)

( a ) alSign oinributtids

2 . 5 ' : :

2 5.1

口

σ

ω

コ

悶

〉

'

"

2 0 5

0 .

5 .15 S

i g n a

l eluaV I()h-c (

b ) lignaS loitasletnocn O -0 . 5 -0 . 5

かる.OFDM はCP を越える遅延波の干渉信号が周波数領域

で位相回転して重畳されるので干渉成分は最大v'2倍されるが，

SC-FDE では時間領域で巡回時間シフトしたものが重畳される

だけなので， SC-FDE の干渉成分はOFDM より小さい.

3.2 キャリア聞干渉の影響

図)c(3 はァ=280 の遅延条件に対する信号切り出しタイミン グである.遅延波に対してブロック境目を含んで信号切り出し

て行っているのが図

)

b

(

3

と異なる点である.この場合に対す

るOFDM およびSC-FDE の受信信号分布を図8に示す.

SC-FDE の受信信号分布は図7 とほぼ同じであるが， OFDM

は図5と比べて受信信号分布がさらに広がっている.これはブ

ロック境目を含む区間で信号を切り出した影響であり，遅延波

の第m - 1 ブロックに対して切り出された信号は途中で途切れ

ているので，周波数領域変換時に直交性が保てなくなる.この

現象はある搬送波が他の搬送波に干渉するキャリア間干渉とし

て知られる

図7 7ニ330 の 遅 延 条 件 に 対 す るSC-FDE 受 信 信 号 分 布 お よ び コ ン ス タ レ ー シ ョ ン ( 三 角 は 無 干 渉 時 の 受 信 信 号 点 を 示 す )

領域変換を行うがここではチャネル等化を省略するので， FFT

とIFFT 処理も省略する.図

)

b

(

3

の遅延波条件でm 番目のブ ロックに対する直接波と遅延波の関係を以下の式で表現する.

( 7 )

(

8

)

( 9 ) ( 1 0 )

Y

m

(

t

)

ニ

)

(

t

m

X

+

α

t

(

X

l

-

m

-

)d7

C

m

(

t

)

二

t

)

C

m

(

+

α

Cm (

C

)

t

m -

t

(

l

-

)d7

C

m

(

t

)

=

)

t

(

m

b

+

α

l

-

m

t

)

S

(

m

S

b

)

t

(

m -

1

t

(

-

)d7

C

m

(

t

)

=

)

t

(

m

b

+

αe

j2

問

( t )

1

(

+

)

j

η

)

t

(

=

o

t

(

+

4

/

)

l

t

，

t

o E

O

{

， 1，2ぅ3} ，lt E

O

{

， 1う2，}3

C

m

(

t

)

=

n

)

b

m

(

+

α

)

t

(

(

( ( t

) ε{1

+

j， 1 -j， -1 - j， 1 -

}

j

OFDM のキャリア間干渉に対しては，我々はブロック境目

を跨がないようにCP の範囲内でFFT 窓位置を前方にずらし

( 1 1 )

式)8( において遅延波である bm-

t

1

(

-

)d7 はCP を含む範囲 内 で 信 号 切 り 出 し を 行 う の で 巡 回 性 が 保 証 さ れ る . よ っ て ，

-( a ) teritsmanTr

( b ) erveiecR

図9 OFDM 送 受 信 機 構 成

( a ) erttminsTra

( b ) reivceRe

図10 SC-FDE 送 受 信 機 構 成

て対処する方法が有効であることを示した.]21[ 遅 延 波 の 多 数 の場合は振幅の大きい遅延波を対象として同様に場合にブロッ

ク 境 目 を 跨 が な い よ う にFFT 窓位置をずらすことになるが，

実際には多数のFFT 窓を用意して，復号データから誤りのな

い候補を選択する手法，データ選択型Rake 受 信(DSRake) を 提 案 し て い る.]21[-]11[ SC-FDE は 周 波 数 領 域 に お い て チ ャ ネル等化の'性能が低下するが，時間領域で復調処理を行うので

OFDM に比べるとキャリア間干渉の影響は顕著ではない.

4

.

送 受 信 機 構 成

第5章のシミュレーションで用いるOFDM 送受信機構成を

図9に 示 す . 送 信 側 で は 送 信 デ ー タ に 誤 り 訂 正 符 号 を 付 加 す

る.後の処理は図 2の送信機と同じである.受信側では SN 比

を上げるためにSIMO による空間ダイパーシチを適用する.空

間 ダ イ パ ー シ チ 合 成 はQPSK 復 調 の 軟 判 定 尤 度 値 を 足 し 合 わ せるPost-FFT 型の最大比合成(MRC) を用いる. SC-FDE の

送受信機構成を図01 に示す.OFDM 受信機と同様に受信側で

はSIMO による空間ダイパーシチを適用する.受信信号ブロッ

ク に 対 し て 信 号 切 り 出 し を 行 っ た 後 にFFT ，周波数領域等化， IFFT 処 理 を 行 い ， 時 間 領 域 信 号 に 対 し てQPSK 復調，ダイ パーシチ合成，誤り訂正処理を行う.OFDM とSC-FDE の両

方に対してDSRake を適用したときのシミュレーション評価を

行う. DSRake を適用したときの受信機構成は文献]21[ を参照 されたい.

5

.

シ

ミ

ュ

レ

ー

シ

ョ

ン

評

価

5.1 シミュレーション諸元

シミュレーション諸元を表1に示す. -1001'"'"'zHk kHz の

表1 シミュレーション諸元

M odulation

QPSK ーOFDM/SC-FDE

Sampling Frqeuency ]Hz[k

200

Center Frequency ]Hz[k

50

F

requency Band z]kH[

40 to 60

F FT ezSi

1024

N o

. of Symbols per Block

1024

OFDM/SC-FDE kcolB Length ][ms 64

CP Length [ms]

1 2 . 8

N o

. of sBlock 10

N o

. ofnginiarT locksB 2

Frame Lehtgn ms][ 768

Frame Data zeiS s]teBy[ 1280

F EC

C

oilanontulov Coding

& irbteiV Decoding

Coding Rate 50.

T r

ansmit Data aRte s]kbp[ 16

N o

. of Antennsa 1 )TX( /4 X)(R

N o

. of Rake sergniF rfo DSRake 64

M u l

tipath Delay Model

1008-Path oloP Environment

(

8・m /20-m e)stanciD

N o

. fo Evtdeaula Frames 100

ベースパンド信号を50 kHz の搬送波で変調してから送信する.

チャネル等化は1タップの周波数領域線形等化 (MMSE 基準)

を用いる. CP 長は8.21 ms であり，図1の遅延フ。ロファイノレ 上では反射波のかたまりが到来する5303'"'"'sm ms より短く設

定している. トレーニングシンボ、ルは通信フレームの先頭に付

加し，チャネノレ推定に用いる.タイミング同期は理想とする.

符号化率/21 の畳み込み符号を適用し，送信時伝送レートは16

k b p

s となる. Rake 受 信 の 信 号 切 り 出 し 数(N umber fo Rake F

i n g e r s

) は64 であり， CP 区間に対して等間隔にFFT 窓を並 べる.

遅延モデ、ルは幅25 m，奥行31 m ，水深1. 3m の遊泳用プー

ノレにおいて水面から深さ03 cm の地点に送信機及び受信機のハ

イドロフォンを互いに水平方向に向けて設置した条件で遅延プ

ロファイノレを測定し，遅延プロファイルから 1800 パスの遅延

モデ、ルを作成している.遅延プロファイル測定結果や実験装置

は文献]11[ や]21[ を参照されたい. 5.2 BER 特 性

ブロール環境で、の距離8m， 20 m に対する BER 特性を図11

と図21 に示す.グラフの凡例は上から順に， OFDM に空間

ダ イ パ ー シ チ を 適 用 し た 場 合cepa(S ).viD と空間ダイパーシ チと DSRake の適用した場合eacSp( .viD & DSRake) ，同様 にSC-FDE に空間ダイパーシチやDSRake を適用した場合で ある.

OFDM で 空 間 ダ イ バ ー シ チ を 適 用 す る の み で は ど ち ら の 距

離でもBER がエラーフロアを引いていることがわかる.ブロッ

ク間干渉やキャリア間干渉の影響が大きく CN 比を上げても

BER は低減されない. DSRake を組み合わせることでOFDM のBER は 低 減 さ れ る が ， 距 離20 m で は エ ラ ー フ ロ ア が 残

33-1 0 0

1 0 - 1

1 0 0

1 0 - 1

1 0

-6

O

る.一方， SG剛F

-5 10

CNR ]Bd[

図11 BER 特性(距離 8m)

5 01

CNR ]Bd[

図12 BER 特性(距離 20 m)

1

5 02

ず， O F D M よりも通信特性が優れる. SC-FDE にDSRake を

組 み 合 わ せ た と き に 若 干 のBER 特性の改善が見られる. FFT

窓 位 置 に よ っ て は 周 波 数 領 域 等 化 に 与 え る キ ャ リ ア 間 干 渉 の 影

響の異なるので、キャリア間干渉の影響の少ない復号データを選

ぶDSRake の効果が現れたと考えられる.

6

.

ま

と

め

本研究で、は長遅延マルチパス下環境で、も短いC P で 対 応 可 能

な水中音響通信について述べ， QPSK 伝 送 に 関 し て はO F D M

よりも SC-FDE の ほ う が ブ ロ ッ ク 間 干 渉 や キ ャ リ ア 開 干 渉 に

対 し て 頑 健 で あ り ， 通 信 性 能 が 優 れ る こ と を 示 し た . 実 環 境 で

は マ ル チ パ ス だ け で は な く ， 時 間 変 動 フ ェ ー ジ ン グ や イ ン パ ル

ス 性 雑 音 な ど の 外 乱 が あ る の で ， そ れ ら を 考 慮 し た 通 信 性 能 比

較 を 行 う こ と が 今 後 の 課 題 で あ る

謝 辞 本 研 究 実 施 に 関 し て ご 協 力 頂 い た 北 見 市 教 育 委 員 会 ， 北

見 市 民 温 水 プ ー ル 指 定 管 理 者 株 式 会 社 ス コ ー レ の 関 係 各 位 に

深く感謝致します.本研究の一部は， JSPS 科 研 費(16K18099 ，

15K06048) により実施している.

文 献

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