Modified Low-loss Tri-plate Transmission Line for Millimeter-Wave Integrated
Circuits
Futoshi KUROKI
†a), Kazuya MIYAMOTO
††, and Satoshi KITABAYASHI
†††あらまし ミリ波電磁波帯における，プリント伝送線路の損失増加に対する改善方法を，トリプレート型伝送 線路を例に検討している．まず従来のトリプレート伝送線路におけるミリ波帯での諸問題を取り上げ，これらを 解決する2 種の変形トリプレート伝送線路を提案した．一つは誘電体基板の両面に中心導体を配置した構造で， 両中心導体を同電位に保つことで誘電体基板や両中心導体裏面状態による損失増加を軽減することができる．ま たもう一つは中心導体形状を長方形から円形にしたもので，長方形導体の端効果による損失増加を抑えることで きる．実験及び計算による検討を通して，新たに提案した変形トリプレート伝送線路の低損失性を実証し，その 有効性を確認した． キーワード マイクロ波，ミリ波集積回路用導波路，トリプレート伝送線路
1.
ま え が き
周波数が30 GHzから300 GHzと広い周波数スペ クトラムを有するミリ波電磁波は，使用周波数がひっ 迫する今日にあってその利用技術の確立が望まれてい る．とりわけミリ波帯は占有帯域幅がセンチ波帯と比 べて広くとれることから高ビットレート情報伝送シス テムへの応用展開[1], [2]が期待されており，そのため にはミリ波回路を構成する導波路の低損失化と低分散 化が重要になる． この観点からミリ波集積回路用導波路を考察する と，センチ波帯で多用されるマイクロストリップ線路 やコプレーナ線路に代表される各種プリント伝送線 路[3], [4]が低分散性や量産性の良さ，MMIC実装の 観点から有望であるが，プリント伝送線路では，金属 を誘電体基板上に高い密着度で張り付けるために，基 †呉工業高等専門学校，呉市National Institute of Technology, Kure College, 2–2–11 Aga-Minami, Kure-shi, 737–8506 Japan
††宮本機器開発，熊本市
Miyamoto Device Development, 1–12–27 Shimotori, Chuo-ku, Kumamoto-shi, 860–0807 Japan
†††豊橋技術科学大学，豊橋市
Department of Electrical and Electronics Information Engi-neering, 1–1 Hibarigaoka, Toyohashi-shi, 411–8580 Japan a) E-mail: [email protected] 板面が面荒らしされることから，蒸着された金属の実 効導電率は空気側（表面）と誘電体基板側（裏面）で 差異があることが小林らにより指摘され[5]，この点が 損失の面でプリント伝送線路をミリ波帯で利用する際 の隘路になっている． 本論ではまずこの問題点を解決する一手法に関し て両面金属装荷トリプレート伝送線路（Bi-laterally Metal-loaded Tri-plate Transmission Line；本論で はBITラインと略称す）を提案し，主に30 GHz帯や 60 GHz帯においてそのミリ波伝送特性を伝送損失の 観点から検討した． 次にプリント伝送線路の問題点である，中心導体端 部の電流集中による損失急増を緩和し，更なる高周波 化に備えるため，トリプレート伝送線路の中心導体 を金属円柱に置き換えた誘電体チューブ挿入金属ロッ ド伝送線路（Dielectric-tube-supported Metal Rod Transmission Line：本論文ではDTMラインと略称 す）を考案し，1 mm同軸コネクタとの変換器を試作 することにより，主に80 GHz帯においてその伝送損 失を評価した．以下にその詳細を述べる．
2.
プリント基板における銅箔の導電率
各種プリント伝送線路では，金属を誘電体基板上に 高い密着度で蒸着させるために，基板面が面荒らしさ図 2 銅張誘電体基板で構成した NRD ガイド共振器の断 面図
Fig. 2 Cross sectional view of NRD guide resonator using metal-coated dielectric substrate.
れ，高周波帯では図1に示すように，金属裏面の電流 路は表皮効果の影響を受けて，金属表面の電流路に比 べて長くなる．そのため金属箔の実効導電率はバルク の状態の導電率と比べて小さくなり，この傾向は周波 数の上昇とともに顕著になることが予想される．そこ でこのことを確認するために，銅張誘電体基板として 比誘電率3.0，誘電正接4.5 × 10−3（それぞれ60 GHz 帯における実測値）のガラスPTFE基板を用い，これ を図2のようにPTEFストリップで構成されたNRD ガイド[6]共振器を構成する平行平板として配置した． この構造において誘電体基板の銅箔面及び誘電体面を PTFEストリップ側に向けてNRDガイド共振器の無 負荷Qを測定すると，PTFEストリップの比誘電率 及び誘電正接はそれぞれ2.04及び1.5 × 10−4と実測 されていることから，電磁界シミュレータをもとに銅 箔表面及び裏面の実効誘電率が評価できる．図3の 印はこのように銅箔表面及び裏面で相対した平行平板 からなるNRDガイド共振器の無負荷Qの測定値で あり，前者では2200と高Qな結果であるのに対し， 後者では800程度と約36%に減少する．この結果か ら銅箔表面及び裏面の実効導電率はそれぞれ60 GHz 帯で1.67 × 107S/m 及び0.39 × 107S/m と計算され た．次にこの方法を用いて周波数10 GHz，35 GHzに おいて銅張ガラスPTFE基板における銅箔表面及び 裏面の実効導電率を評価し，その結果を図4に示す． どちらも周波数の上昇とともに低下し，特に60 GHz 帯においては純銅の導電率と比べて表面で30%，裏面 図 3 銅箔表面及び裏面で相対した平行平板からなる NRD ガイド共振器の無負荷 Q の計算値と測定値 Fig. 3 Calculated and measured unloaded Q factor
of NRD guide using parallel metal plate faced by over or under surface.
図 4 周波数に対するガラス PTFE 基板の銅箔表面及び 裏面の実効導電率測定値
Fig. 4 Measured effective conductivity on over and under surfaces of glass PTFE substrate ver-sus frequency. で7%まで実効導電率が低下することが分かる．した がって銅張誘電体基板でマイクロストリップ線路を構 成した場合，高周波電流は裏面に流れることから，動 作周波数の上昇とともにその伝送損失は急増する問題 が懸念される．
3.
両面金属装荷トリプレート伝送線路
2.で述べた問題点を回避する一手法として，図5に 示すような構造のBITラインを検討する．この伝送 線路は遮断平行平板導波管内の水平対称面に誘電体基 板を配置し，その両面に中心導体を配置した構造で， 両中心導体を同電位にすることにより伝送波は図に示 す非放射なTEM波となる．この構造では誘電体基板 中への磁界の分布が抑制でき，中心導体裏面（誘電体 基板側の面）に流れる電流を抑えることができること から，中心導体裏面の実効導電率の劣化や誘電体基板図 5 両面金属装荷トリプレート伝送線路の断面図と電磁 界分布概略
Fig. 5 Cross sectional view of bi-laterally metal-loaded tri-plate transmission line and rough sketches of electromagnetic fields.
図 6 両面及び片面金属装荷トリプレート伝送線路共振器 の無負荷 Q の計算値と測定値
Fig. 6 Calculated and measured unloaded Q factors of bi-laterally and uni-laterally metal-loaded tri-plate transmission line resonators.
の誘電正接劣化による損失増加が回避でき，低損失化 が期待できる． この点を実証するため，ガラスPTFE基板の銅箔 の実効導電率をもとに，両面及び片面金属装荷トリプ レート線路共振器の無負荷Qを求めた．ここで遮断 平行平板間隔は2.25 mm，中心導体は導体幅1.1 mm， 導体厚18μmと仮定し，導体厚は9μmの2層に分け， それぞれに銅箔表面及び裏面の実効導電率を割り当て た．またガラスPTFE基板の厚みは0.265 mmであ る．図6に計算結果を実線で，また測定結果を破線で 示す．これより両面金属装荷トリプレート線路共振器 では計算結果と実験結果は良好に一致しており，無負 荷Qも700程度と，60 GHz帯のプリント伝送線路と しては高い値を得ることができた．一方片面金属装荷 トリプレート線路共振器では，無負荷Qの測定値は 200と劣化し，かつ計算値と比べて低くなったが，こ れは遮断平行平板導波管の水平対称面に対して構造が 非対称であるため不要放射が発生しているものと考え られる． 図 7 FR4基板で構成した両面金属装荷トリプレート伝 送線路の伝送損失の計算値と測定値
Fig. 7 Calculated and measured transmission loss of bi-laterally metal-loaded tri-plate transmis-sion line consisting of FR4 substrate.
次にミリ波集積回路の低廉化を目的として，誘電体 基板をガラスPTFE基板からFR4基板としたBIT ラインの伝送特性を検討した．FR4基板は安価であ り，低周波回路基板として多用されるが，その誘電正 接はミリ波帯では必ずしも良好ではない．しかしなが らBITラインでは前述のように電磁界が誘電体基板 内に分布しにくいことから低損失化が期待できる．そ こで厚み0.1 mmからなるFR4基板の比誘電率と誘 電正接をあらかじめ測定した4.2及び0.014に固定し て，30 GHz帯における伝送損失αtを導体損失αcと 誘電体損失αdに分けて計算した．その結果を図7に 示す．ここで平行平板間隔及び中心導体幅はBITラ インの特性インピーダンスが50 Ωになるよう1.8 mm 及び2 mmにそれぞれ設定した．この結果によれば導 体損失と誘電体損失は3 dB/m及び4 dB/m程度であ る．同図には伝送損失の測定値も付記しているが，そ の値は30 GHzで8.7 dB/mである．比較のため，同 じ厚み0.1 mmのFR4基板を用い，代表的なプリン ト伝送線路であるマイクロストリップ線路を構成した 場合の伝送損失を計算し，その結果も同図に付記した． ここでマイクロストリップ線路の中心導体幅は特性イ ンピーダンスが50 Ωになるよう0.18 mmに設定した． 図からわかるように伝送損失は125 dB/mと大きく， これに対してBITラインでは誘電正接が良好ではな いFR4を用いた場合でも従来のプリント線路と比べ て低損失化できることが示された．
4.
誘電体チューブ挿入金属ロッド伝送線路
ミリ波帯におけるプリント伝送線路の伝送損失増加図 8 誘電体チューブ挿入金属ロッド伝送線路の構造 Fig. 8 Structure of Dielectric tube supported metal
rod transmission line.
図 9 誘電体チューブ挿入金属ロッド伝送線路における伝 送モード
Fig. 9 Guided modes in dielectric tube supported metal rod transmission line.
の原因が，銅箔裏面の実効導電率の劣化であることは 前章までで示したが，その他の原因として中心導体端 部に集中する電流に起因することが古くから知られて おり[7]，BITラインであってもこの損失要因からは 免れない． そこで本章では間隔aで相対した遮断平行平板導波 管内に，平行平板間隔と同じ寸法の直径aからなる チューブ状の低誘電率誘電体を挿入し，その中心に同 心円上に直径Dの金属ロッドを挿入した図8に示す 構造のDTMラインを検討する．この伝送線路の利点 としては，簡便な構造であることや安価であることな どが挙げられるほか，誘電体チューブが上下一点ずつ で平行平板と接するため水平方向への可撓性が得られ やすい． DTMラインの動作モードはBITラインと比べて誘 電体チューブがあるために，図9 (a)に示すような準 TEM波である．また平行平板間隔が狭くなる，ある いは金属ロッドの直径が大きくなると図9 (b)のよう な高次モード[8], [9]の発生に留意する必要がある．こ 図 10 誘電体チューブ外径が同一寸法のセミリジッドケー ブル及び誘電体チューブ挿入金属ロッド伝送線路 における中心導体直径に対する特性インピーダン ス，第一高次モードの遮断周波数，及び伝送損失 の計算値
Fig. 10 Calculated characteristic impedances, cutoff frequencies of first higher modes, and trans-mission losses of semi-rigid cable and dielec-tric tube supported metal rod transmission line, having dielectric tube whose diameter is the same as that of semi-rigid cable.
の伝送線路はセミリジッドケーブルの外導体を除去し， 誘電体チューブに支持された中心導体を遮断平行平板 導波管に挿入した構造とも解釈できることから，DTM ラインを構成する誘電体チューブとセミリジッドケー ブルの支持誘電体チューブの直径を0.94 mmに固定 し，その材質を比誘電率2.04，誘電正接1.5 × 10−4の PTFEと仮定して，中心導体の直径を変えながらそれ ぞれの特性インピーダンスZ0，第一高次モードの遮 断周波数，伝送損失αを周波数80 GHzで計算した． その結果を図10に示す．ここでそれぞれの金属ロッ ドは銀メッキを仮定し，その導電率を6.1 × 107S/m ， DTMラインを構成する遮断平行平板は硬質アルミ， セミリジッドケーブルの外導体は銅を仮定し，それぞ れの導電率は0.98 × 107S/m及び5.8 × 107S/mにそ れぞれ設定した．同図によると50 Ωの特性インピー ダンスに設計するためにはそれぞれの中心導体直径は
図 11 試作した 1 mm 同軸コネクタ—誘電体チューブ挿 入金属ロッド伝送線路変換器
Fig. 11 Fabricated transition between 1 mm coax-ial connector and dielectric tube supported metal rod transmission line.
DTMライン及びセミリジッドケーブルで約0.4 mm及 び0.3 mmとなり，この寸法ではDTMラインの導体 損は12 dB/mと，セミリジッドケーブルの15 dB/m と比べて低減されることが分かる．注目すべきは第 一高次モードの遮断周波数であり，DTMラインでは 金属ロッドが平行平板に挿入されていることから，図 9 (b)に示す導波管のようなモードの発生が高周波側に 遠ざけられ，セミリジッドケーブルと比べて約8 GHz 図 12 長さ 22 mm の直線線路を含む 2 個の 1 mm 同軸 コネクタ—誘電体チューブ挿入金属ロッド伝送線 路路変換器の散乱行列の計算値と測定値 Fig. 12 Calculated and measured scattering
param-eters of two 1 mm coaxial connector and di-electric tube supported metal rod transmis-sion line transitions including straight line with length of 22 mm. ほど単一モード伝送帯域が広くとれる． 次にDTMラインの伝送損失をネットワークアナ ライザに接続して評価するため，1 mm同軸コネクタ とDTMラインの変換器を作成した．ここでDTMラ インは簡易的に外導体内径0.94 mm，中心導体直径 0.287 mmからなる特性インピーダンス50 Ωのセミ リジッドケーブル（コアックス社製SC-119/50-SC） の外導体を剥がして遮断平行平板に挿入して作成し たため，その特性インピーダンスは62 Ωである．試 作した変換器の写真とその側面図を図11に示す．既 存の1 mmフランジランチャとDTMラインの中心 導体を接続するためのコネクタピン，それらを固定す るためのハウジングにより構成される．特性インピー ダンスが違う線路同士の接続となるため，80 GHz付 近において反射が抑えられるように，ハウジング側壁 の長さを調整した．22 mmの長さのDTMラインを 2個の変換器で接続し，その散乱行列を電磁界シミュ レータで計算して，その結果を実線で図12に示す．破 線はネットワークアナライザで測定した結果であり， S21は計算と実験がよく一致した．2個の変換器損失 を含む22 mm長のDTMラインの伝送損失は0.5 dB であり，変換器2個分の損失計算値が0.2 dBである ことから，DTMラインの伝送損失は80 GHz帯で約 13 dB/mと見積もられ，その低損失性が実証された． なおリターンロス(−20 log |S11|)に関しては帯域内 で15 dB以上と測定されているが，計算値とは差異が 見られた．これは変換器を数百μm程度以下の寸法精
ことから，蒸着された金属の誘電体基板側の実効導電 率は劣化し，この点が損失の面でプリント伝送線路を ミリ波帯で利用する際の隘路になっている． 本論ではこの点を改善する一手法としてBITライ ンを提案した．この伝送線路は電磁界が誘電体基板内 に分布しにくいという特徴を有し，そのため安価では あるがミリ波帯で誘電特性が劣悪なFR4基板を用い た場合でも30 GHz帯で伝送損失は約9 dB/mの性能 を得ることができた． 一方，利用周波数帯が更に高周波化するとプリント 伝送線路では中心導体端部への電流集中により導体損 が急増するという問題があり，この問題を回避する一 手法としてDTMラインを提案した．この線路はセ ミリジッドケーブルの外導体を剥離し，中心導体を支 持誘電体ともども遮断平行平板に挿入した簡便な構 造であるが，その伝送損失はセミリジッドケーブルよ り低減され，かつ動作帯域も広がり，更に遮断平行平 板内ではフレキシブルに配置できるという特徴をも つ．1 mm同軸コネクタとの変換器試作後に評価した 80 GHz帯での伝送損は13 dB/mと低く，超広帯域， 超高速信号伝送に適した伝送線路の可能性を明らかに することができた． 今後はこれらの導波路を利用したミリ波集積回路素 子及びシステムへの展開に期待したい． 文 献
[1] D. Lockie and D. Peck, “High Data Rate Millimeter-wave Radios,” IEEE Microw. Mag., vol.10, pp.75–83, Aug. 2009.
[2] J. Takeuchi, A. Hirata, H. Takahashi, and N. Kukutsu, “10-Gbit/s Bi-directional and 20-Gbit/s Uni-directional Data Transmission over a 120-GHz-band Wireless Link Using a Finline Ortho-mode Transducer,” Proc. APMC2010, pp.195–198, Yoko-hama, Japan, Dec. 2010.
[3] R.M. Barrett, “Microwave circuits – A historical sur-vey,” IRE Trans. Microw. Theory Tech., vol.MTT-2, no.2, pp.1–9, Feb. 1955.
[4] H.H. Meinel, “Commercial applications of millimeter-waves, history, present status, and future trends,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.43, no.7, pp.1639–1653, July 1995.
[8] F. Kuroki, K. Miyamoto, and S. Nishida, “The first higher mode strip transmission line as a loss-reduced and mass-productive printed circuit at millimeter wavelength,” IEICE Trans. Electron., vol.E88-C, no.10, pp.1961–1967, Oct. 2005.
[9] N. Marcuvitz, Waveguide Handbook, Vol.10 Radi-ation Laboratory Series, McGraw-Hill New York, 1951. （平成 28 年 7 月 25 日受付，8 月 12 日再受付， 11月 10 日公開） 黒木 太司 （正員） 昭 55 年呉高専・電気卒，昭 57 年九工大・ 電子卒，昭 62 年東北大大学院・工・通信了． 工学博士．平 7 年呉高専助教授．現在同校 教授・副校長兼務．電磁波の伝送，回路， 放射，システムの研究に従事．電気学会， 米国 IEEE 各会員．現在 IEEE MTT-S Japan Chapter Chair．
宮本 和哉 （正員） 平 19 呉高専専攻科了．同年日本タング ステン (株) 入社．平 22 青山学院大大学 院理工学研究科理工学専攻博士前期課程入 学．平 24 同課程了．現在宮本機器開発代 表，呉高専特命助教．3D プリンタ及びミ リ波伝送線路の研究に従事．平 22 神奈川 県ものづくり技術交流会ポスター賞受賞． 北林 智 （学生員） 平 28 呉高専専攻科了．同年豊橋技術科 学大学大学院工学研究科電気・電子情報工 学専攻博士前期課程入学．呉高専在学中ミ リ波伝送線路の研究に従事．
