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AN-9070_JA

マイクロミニ DIP SPM ^® パッケージ

スマートパワーモジュール モーション SPM

目次

目次 ...1 

概要 ...2 

デザイン・コンセプト ...2 

マイクロミニ DIP SPM テクノロジ ...2 

パワーデバイス ...2 

IGBT ...2 

FRD ...5 

ゲートドライブ IC (HVIC, LVIC) ...6 

HVIC ...6 

LVIC ...6 

パッケージ ...6 

外形とピン配置 ...7 

外形図 ...7 

入出力ピン定義 ... 11 

内部回路 ... 13 

マーキング情報 ... 13 

主要パラメータ別デザインガイド ... 14 

短絡保護回路 (SCP) ... 14 

シャント抵抗の選択 ... 15 

内部遅延時間の時定数 ... 16 

ソフト・ターンオフ ... 17 

フォールト出力 ... 19 

電圧低下保護回路 （ UVLO ） ... 20 

入力回路 (V

, V

) ... 21 

ブートストラップ回路設計 ... 22 

ブートストラップ回路の動作 ... 22 

ブートストラップ・コンデンサの初期充電... 22 

ブートストラップ・コンデンサの選択 ... 24 

ブートストラップコンデンサ計算例 ... 24 

内蔵ブートストラップダイオード ... 25 

NTC サーミスタ 回路（ T

をモニタ） ... 26 

アプリケーション回路例 ... 30 

プリント基板 (PCB) レイアウトガイド ... 31 

パッケージ仕様 ... 32 

関連情報 ... 34 

概要

このアプリケーションノートは、マイクロミニDIP SPM^® パッケージを用いたモーションSPM^TM 製品に関する参考資 料です。モーションSPM 製品データシート, フェアチャイル ドSPM レフェレンスデザイン (RD-344, RD-345)、 および関 連するアプリケーションノート (AN-9071_JA:放熱特性, AN- 9072_JA: 取り付け方法)も合わせてご参照下さい。

デザイン・コンセプト

マイクロミニDIPパッケージを採用したモーションSPM製品 の設計目標の基本は、低消費電力で信頼性の高い小型モジュ ールを開発することであり、これは、新しく開発されたスリ ーインワン HVIC (高耐圧ゲートドライバIC)、先進のシリコ ンテクノロジを採用し新しく開発されたIGBT、改良された セラミックサブストレート・トランスファーモールドパッケ ージ によって達成されました。新規マイクロミニDIP SPM パッケージは、サイズは既存のミニDIP SPMパッケージと比 較して40%削減され、さらに信頼性も改善されています。

次に重要な特長はそれぞれのアプリケーションに向けライン アップを特化させたことです。マイクロミニDIP SPM パッ ケージ採用のモーションSPM製品のターゲット・アプリケ ーションは、エアコン、洗濯機、冷蔵庫、ファンモータ 等、家庭電化製品のインバータ・モータドライバになりま す。

FNA4XX60X モーションSPMは、低いVCE(SAT)のIGBTを採用 することで、冷蔵庫あるいはエアコンのような低いスイッチ ング周波数（5KHz 以下）のアプリケーションに向いていま す。

FNB4XX60X モーションSPMは、低スイッチング損失 (E_SW(ON), E_SW(OFF)) のIGBT/FRDを用いることで、洗濯機、食 器洗い機、あるいはファンモータのような、より高いスイッ チング周波数（5KHz 以上）のアプリケ－ションに向いてい ます。

このように、設計スペックをより満足させる製品オプション を選択することができます。

さらに３番目の特長は、パワーデバイス（IGBT、FRD）の 温度測定の為、NTCサーミスタを同じサブストレート上に統 合したことです。品質、信頼性、製品寿命を向上させる上 で、パワーデバイスの正確な温度を知る必要があります。モ ジュール内のパワーデバイス( IGBT, FRD)は非常に高い電圧 で動作している為、この要求を満たすには制約がありまし た。そこで、直接測定する代わりに外部にNTCサーミスタを 用いて、モジュールあるいはヒートシンクの温度が測定され てきました。この方法は、簡便で、コスト面で優位ではあり ますが、パワー素子そのものの温度を正確には測定できませ

詳細な特性と統合されている機能を以下に示します。

 超小型サイズ (39mmx23mm)三相インバータ・ブリッジ モジュール

 低電力損失で耐久性に優れた、先進シリコンテクノロジ 採用の IGBT、及びFRD

 パワー素子の温度測定用にNTCサーミスタを統合

 ブートストラップ・ダイオードを統合し、VSピンが独 立している為、PCBレイアウトが容易

 同一パッケージで定格600V/5A から 20A に対応（同一 の物理的レイアウト）

 アドバンスト・セラミック・サブストレート・トランス ファーモールド・パッケージ採用による高信頼性

 ゲートドライブおよび保護回路機能を備えたコントロー ル ICを搭載した３相IGBTインバータブリッジ - ハイサイド側：制御電源電圧用低電圧保護

(UVLO)、 フォールト出力信号(V_FO)無し - ローサイド側：制御電源電圧用低電圧保護

(UVLO)、外部シャント抵抗による短絡保護(SCP)、 フォールト出力信号(VFO)有り

 ソフト・ターンオフ機能付き短絡保護回路

 単一グランド電源、HVICの採用でオプトカプラが不要

 省エネ対応、低消費電力ゲートドライブIC (HVIC/LVIC)

 アクティブHIGH ロジック入力採用で、スタートアップ 及びシャットダウン時における、制御電源（VCC）と信 号入力との間のシーケンスの制約を解決し、フェイルセ ーフ動作を提供。外部シーケンス・ロジック無しで、モ ーションSPM と 3.3V MCUまたはDSPとを直接接続する ことが可能。

 小型パッケージ採用により、絶縁耐圧 2000Vrms (１分間) を実現

マイクロミニDIP SPMテクノロジ

マイクロミニDIP SPMに対する特性の改善は、主に、三相イ ンバータ回路に用いられているパワーデバイス（即ち、

IGBTとFRD）におけるテクノロジの進歩によるものです。

その設計目標は電力損失を削減し、電力密度を増加させるこ とにあります。

IGBT

FNA4XX60Xシリーズでは、V_CE(SAT)とIGBTのターンオフス イッチング損失ESW(OFF)の間にはトレードオフの関係がある

ため、E_SW(OFF)を犠牲にして低V_CE(SAT) を実現しています。

FNB4XX60Xシリーズでは、既存のNPT IGBTの高速スイッ チングスピードを最大限引き出すことにより、ターンオン/

オフ・スイッチング損失(ESW(ON), ESW(OFF))を最小にしていま す。

表 1.^および図 1.はFNA4XX60Xシリーズに採用されたアド バンストNPT(ノンパンチスルー) IGBTが、従来のPT (パンチ スルー) IGBT 及びNPT IGBTと比較し、チップサイズが30%

縮小されているにもかかわらず同等のDC特性を有している ことを示しています。シリコンテクノロジの進歩は、性能を 維持しながら、チップサイズの縮小を可能にしています。ア ドバンストNPT IGBT のスイッチング損失（特に、ターンオ フ・スイッチング損失）は、NPT IGBTと比較し60% 増加し ています。従って、FNA4XX60Xシリーズ (アドバンスト NPT IGBT採用) はスイッチング周波数の低いアプリケーシ ョン、例えば、エアコン、冷蔵庫に適しています。

表 1. コレクタ-エミッタ間飽和電圧 および IGBT ターンオン/オフ スイッチング損失

IGBT チップサイズ

（相対値）

VCE(SAT) [V] at IC=10A, VCC=15V ESW(OFF) [µJ], IC=10A, VCC=15V TJ=25^oC TJ=125°C TJ=25°C TJ=125°C PT IGBT 10A 1.3 1.90 2.00 520 760 NPT IGBT 10A 1.3 1.60 1.85 240 330 アドバンストNPT IGBT 10A 1.0 1.60 1.75 360 580

図 1. IGBT別 コレクタ-エミッタ飽和電圧 VCE(SAT)の比較

図 2. IGBT別 ターンオフ時スイッチング損失(TJ=25℃, 125℃) の比較

図 3. IGBT別ターンオフスイッチング波形(TJ=25°C, 125°C) の比較

図 4. IGBTスイッチングテスト回路図

(スイッチング条件: VDC=300V, VCC=15V, CVBS=6.8μF, CVCC=220μF, 全ストレーインダクタンス<200nH)

VIN(VH) : 5V/div

IC : 5A/div VCE : 100V/div

VIN(VH) : 5V/div

I : 5A/div

VCE : 100V/div IGBT Turn-On Waveform

IGBT Turn-Off Waveform

TJ = 125^oC

PT IGBT 10A NPT IGBT 10A Adv. NPT IGBT 10A VIN(VH) : 5V/div

IC : 2A/div

VCE : 100V/div TJ = 25^oC

PT IGBT 10A NPT IGBT 10A Adv. NPT IGBT 10A

FRD

FRDには、高耐圧、低フォワード電圧で、ソフトリカバリ特 性を備えたアドバンストSTEALTH™ダイオードを採用して います。

アドバンストSTEALTHダイオードは、高い周波数、ハード スイッチング状態において、損失を低く抑えるよう最適化さ れています。

また、アドバンストSTEALTH™ダイオードは、低い逆回復

電流 (IRM(REC)) 、及び通常動作条件における優れたソフトリ

カバリ特性が特長です。

表 2 に、マイクロミニDIP SPMに用いられたアドバンスト STEALTH™ ダイオードと従来のミニDIP SPMパッケージの ウルトラファースト・ダイオードとの特性比較を示していま す。

表 2. 特性比較：ウルトラファーストダイオード vs. アドバンストSTEALTH^TM ダイオード

テストコンディション (Tj=125℃) trr [ns] ta [ns] tb [ns] ソフトネスファクタ Irr [A]

ウルトラファースト ダイオード

IF=1A, dIF/dt=100A/μs, VR=30V 170.23 54.52 115.71 2.12 0.77 IF=15A, dIF/dt=100A/μs, VR=390V 147.44 52.75 94.69 1.80 5.43 アドバンストSTEALTH^TM

ダイオード

IF=1A, dIF/dt=100A/μs, VR=30V 168.54 49.09 119.45 2.43 0.67 IF=15A, dIF/dt=100A/μs, VR=390V 188.25 45.44 142.81 3.14 4.40

図 6. trr テスト回路 図 7. trr 波形と定義

図 8. trr波形比較：ウルトラファーストダイオード vs. アドバンストSTEALTH™ ダイオード

図 9. FRD 特性比較： 順方向電圧 VF （25℃, 125℃）

dIF/dtはVGEの振幅とRG

によって、IFはt1とt2に よって制御されます。

ゲートドライブ IC (HVIC, LVIC)

HVIC (高耐圧ゲートドライブIC)とLVIC (低耐圧ゲートドラ イブIC)は、低消費電力のインバータドライブ用に必要最小 限の機能に抑えて設計されました。

HVIC

ウルトラミニDIP SPMに統合されているスリーインワン HVICは、パッケージデザインを最適化する為、HVIC機能を 3組集積したデバイスです。HVICは高耐圧レベルシフト回路 を備えており、グラウンド基準のPWM信号を直接ハイサイ ド側の対応するIGBTゲート回路に伝えることが可能になり ます。その結果、インターフェースにオプトカプラを使用す る必要がなくなり、システムがより簡素化されます。 HVIC はVBSをモニタする低電圧保護回路(UVLO)を内蔵していま す。ブートストラップ・チャージポンプ回路はローサイド制 御回路に供給されるVCCバイアスとモーションSPMの外部で 接続されており、ハイサイドのゲートドライブに使用される パワーは全て制御電源グランドを基準とする15V制御電源か ら供給されることになります。ハイサイドIGBTゲートドラ イブの為に、従来のパワーモジュールを使ったインバータシ ステムで必要とされていた、3組の絶縁された電圧源を用意 する必要はありません。HVICテクノロジの進歩は、ウェハ プロセスの微細化によるチップサイズの縮小を可能にしてい ます。

HVICのロジック入力は、標準3.3/5.0V CMOS/LSTTLとコン パチブルです。HVICに使用されている高耐圧プロセスと、

同相ノイズキャンセル技術により、dv/dtノイズが高い環境 でも、ハイサイドドライバは安定に動作します。さらに、

HVICは、高dv/dtによるラッチアップ等の誤動作防止機能も 備えています。

LVIC

マイクロミニDIP SPMパッケージには新しく開発された低待 機電力のLVICが採用され、そのロジック入力レベルは 3.3/5.0V CMOS/LSTTLコンパチブルです。 LVIC はV_CCをモ ニタする低電圧保護回路(UVLO)、また、内部パワーデバイ ス保護の為、短絡保護回路(SCP)、及び過電流保護回路

(OCP)を内蔵しています。

パッケージ

熱損失はパワーモジュールの電流能力を制限する主要な要素 であり、放熱特性はマイクロミニDIP SPMの性能を決定する 上で非常に重要です。放熱特性、パッケージサイズ、絶縁特 性の間にはトレードオフが存在します。優れたパッケージテ クノロジのキーポイントは、最適化されたパッケージサイズ で、絶縁特性を損ねることなく、優れた放熱特性を備えてい ることにあります。

マイクロミニDIP SPMでは、優れた放熱特性を持つセラミッ クを外部に露出させ、それをリードフレームに直接貼り付け る技術を開発しました。この技術はすでにミニDIP SPMに採 用されていますが、新規の接着方法によって改良されていま す。この結果、コストパフォーマンスを保ちつつ、信頼性、

放熱特性の改善が実現しました。

図 10. にマイクロミニDIP SPM パッケージの外形図と、断面 図を示します。

FRD IGBT

Ceramic (Isolation material)

IC

EMC(Epoxy Molding Compound) Al Wiring

Cu Wiring Lead Frame

Adhesive material

B/D

図 10. マイクロミニDIP SPMパッケージ 銅ワイヤ アルミワイ

ヤ

リードフレ ム

セラミック絶縁体 接着剤

エポキシモールドコンパウンド

外形とピン配置

外形図

図 11. SPM26-AAA, ショートリード、ノーマル・フォーミング オプション

図 12. SPM26-AAB, ショートリード、 制御信号及びN端子ダブルフォーミング

図 13. SPM26-AAC, ロングリード、ノーマルフォーミング

図 14. SPM26-AAD, ロングリード、 制御信号端子ダブルフォーミング

入出力ピン定義

表 3にマイクロミニDIP SPMパッケージを使用したモーショ ンSPM製品の入力および出力ピンを示します。

図 15. ピン配置

表 3. 端子説明

端子# 名称 機能

1 VTH サーミスタ・バイアス電圧

2 RTH サーミスタ直列抵抗（温度検出用）

3 P ポジティブ DCリンク入力 4 U U 相出力

5 V V 相出力 6 W W 相出力

7 NU U相ネガティブ DCリンク 8 NV V相ネガティブ DCリンク 9 NW W相ネガティブ DCリンク 10 CSC 短絡保護回路フィルタ用コンデンサ 11 VFO フォールト出力

12 IN(WL) ローサイド W相信号入力 13 IN(VL) ローサイド V相信号入力 14 IN(UL) ローサイド U相信号入力 15 COM コモングラウンド電源

16 VCC(L) ローサイド制御電源

17 VCC(H) ハイサイド制御電源

18 IN(WH) ハイサイド W相信号入力 19 IN(VH) ハイサイド V相信号入力 20 IN(UH) ハイサイド U相信号入力

21 VS(W) ハイサイドW相 IGBT駆動電源グラウン ド

22 VB(W) ハイサイドW相 IGBT駆動電源

端子# 名称 機能

23 VS(V)

ハイサイドV相 IGBT駆動電源グラウン ド

24 VB(V) ハイサイドV相 IGBT駆動電源

25 VS(U) ハイサイドU相 IGBT駆動電源グラウン ド

26 VB(U) ハイサイドU相 IGBT駆動電源

ハイサイドIGBT駆動電源端子/ ハイサイド IGBT駆動 電源グラウンド端子

►端子名: VB(U)-VS(U), VB(V)-VS(V), VB(W)-VS(W)

 これらの端子はハイサイド側IGBTをドライブするゲー ト電圧を供給するピンです。

 ハイサイドIGBTをドライブする際、ブートストラップ 回路に外部電源を必要としません

 それぞれのブートストラップ・コンデンサは、対応する ローサイドIGBTがオンしている期間にVCCから充電さ れます。

 電源電圧のリップル或いはノイズによる誤動作を防ぐた め、高品質(低ESR, 低ESL)のフィルタコンデンサをこれ らの端子近くに接続して下さい。

ローサイド制御電源電圧端子 / ハイサイド制御電源電 圧端子

►端子名: VCC(L), VCC(H)

 これらのピンは内部ICに供給される制御電源用端子で す.

 これら二つのピンは外部で接続して下さい。

 電源電圧のリップル或いはノイズによる誤動作を防ぐた め、高品質(低ESR, 低ESL)のフィルタコンデンサをこれ らの端子近くに接続して下さい。

ローサイド共通電源グラウンド端子

►端子名: COM

 モーションSPM の共通電源グラウンドは、内部の制御 ICのグラウンド端子に接続されます。

 重要！ ノイズによる悪影響を防ぐ為、メイン電源の電 流がこのピンを通過して流れることは禁止です。

制御信号入力端子

►端子名: IN(UL), IN(VL), IN(WL), IN(UH), IN(VH), IN(WH)

 これらの端子は内部IGBTの動作を制御します。

 電圧入力信号によって駆動されます。これらの入力端子 は内部で5VクラスのCMOSで構成されるシュミットト リガ回路に接続されます。

 これらのロジック信号の論理はアクティブHIGHです。

入力端子に十分なロジックレベルの電圧が加えられた時 点で、それぞれ対応したIGBTはオンします。

 それぞれの入力ピンへの経路は、モーションSPMをノ イズから守るためにできるだけ短くして下さい。

 発振を防ぐため、図 32.に示すようなRCカップリング 回路を付加することを推奨します。

短絡保護電流検出端子

►端子名: CSC

 短絡電流を検出する為の電流検出用シャント抵抗は、

C_SC ピンに接続されるRCフィルタの入力側とコモング

ランドピン(COM)間に接続して下さい。（図 20.参 照）.

 それぞれのアプリケーションに則した検出レベルを満足 するシャント抵抗値を選択して下さい。

ノイズを防ぐため、RCフィルタを CSCピンに接続して 下さい。

 シャント抵抗は出来るだけCSCピンに近づけて接続して 下さい。

フォールト出力信号端子

►端子名: VFO

 この端子はフォールト警告出力ピンです。SPMに異常 が発生した場合、アクティブLowで出力されます。

 短絡保護回路(SCP)、及びローサイドバイアス低電圧保

護回路(UVLO)に異常を検出した場合警告されます。

 VFO出力はオープンドレインです。VFO信号ラインは 4.7kΩ抵抗を介してロジック用5V電源に接続して下さ い。

サーミスタ・バイアス電圧

►端子名: VTH

 内部サーミスタのバイアス電圧用端子です。 5V ロジッ ク用電源に接続して下さい。

サーミスタ抵抗（温度検出）

►端子名: RTH

 ケース温度 (T_C) 検出のため、このピンを外部抵抗に接 続して下さい

 それぞれのアプリケーションの規格に則した検出レベル を満足する抵抗値を選択してください。（詳細は図 42.

参照）

ポジティブ DCリンク端子

►端子名: P

 インバータのポジティブ DCリンク電源端子です。

 内部でハイサイド IGBTのコレクタに接続されます。

 DCリンクの配線、または PCB 上のパターンによるイン ダクタンスにより発生するサージ電圧を抑えるため、こ の端子近くにフィルタコンデンサを接続して下さい。

（通常、メタルフィルムコンデンサが使用されます。）

ネガティブDCリンク端子

►端子名: NU, NV, NW

 インバータのネガティブDCリンク電源端子です（パワ ーグラウンド）。

 内部でそれぞれのフェーズのローサイドIGBTのエミッ タに接続されます。

インバータ出力端子

►端子名: U, V, W

 負荷（例えば、モータ）が接続されるインバータ出力端 子。

内部回路

図 16. にマイクロミニDIP モーションSPMのブロックダイア グラムを示します。 モーションSPMは三相IGBTインバータ パワーブロック、 2個の制御用ドライバIC、 1個の温度検出 用NTCサーミスタ、そして、3個のブートストラップ・ダイ オードで構成されます。

図 16. 内部ブロック図

マーキング情報

図 17. マーキング情報 表 4. パッケージオプション

サフィック ス

サブストレー ト

NTC

サーミスタ オプション A セラミック 有り 標準 B セラミック 有り 高速

D セラミック なし 標準

E セラミック なし 高速

主要パラメータ別デザインガイド

短絡保護回路 (SCP)

マイクロミニDIP SPMは短絡電流検出の為、図 18. ^に示すよ うに外付けのシャント抵抗を使用します。LVICには、短絡 電流検出回路が内蔵されていてCSCピンに発生する電圧を検 出し、その電圧がデータシートに記載されている短絡時の しきい値、又はトリップ電圧、VSC(REF) (0.5V_typ) を超えた 場合、フォールト信号が出力され、すべてのローサイド側 IGBTはオフになります。一般的に最大短絡電流の値はゲー ト電圧に依存します。ゲート電圧 (VCC 及びVBS) が高いと、

結果的に短絡電流値も高くなります。これにより発生する問 題を避けるため、短絡保護回路の最大トリップ電圧は短絡電 流値が定格コレクタ電流の 1.7倍以下になるように設定しま す。LVIC短絡保護機能のタイミングチャートを 図 19.に示 します。

図 18. 短絡保護回路動作

図 19. 短絡保護回路タイミングチャート 注:

ソフトターンオフにより、スパ イクを低減（L*di/dtによる影 響を避ける）

外部フィルタ遅延 ＋ 内部IC遅 延 ＋ IGBT オフ遅延 ＜SCWT (2 ～3uS_typ)

ICフィルタリング＜ 500nS

フォールト出力パルス幅(tFOD):

30uS(min), 60uS(typ) 時定数 1 ～2uS の外部フィルタ

が必要

ローサイド 制御信号入力 保護回路 ステータス

出力電流

シャント抵抗 に発生するセ ンス電圧 フォールト出力

内部IGBT ゲート電圧

シャント抵抗の選択

図 20. にシャント抵抗１個を使った短絡保護の回路例を示 します。ネガティブDCリンク側のライン電流が検出され、

検出電圧がRCフィルタを通して現れます。電流が短絡保護 のトリップレベルを超えた場合、 ローサイドの三相すべて のIGBTはオフ状態になり、フォールト信号出力VFO がMCU に対して出力されます。 短絡保護機能は繰り返して出力さ れない為、一度VFO 信号が出力された場合は、IGBT動作を 直ちに中断してください。

図 20. シャント抵抗１個を使用した短絡保護回路例 シャント抵抗の値は以下のように計算できます。

最大短絡電流トリップレベル：

ISC(max)=1.5 x IC(定格電流) (1)

短絡保護トリップ電圧：

VSC=0.45(min), 0.5V(typ), 0.55V(max) (2) シャント抵抗値：

ISC(max)=VSC(max)/RSHUNT(min) RSHUNT(min)=VSC(max)/ISC(max) (3) シャント抵抗値のバラツキが ±5%以内とすると：

RSHUNT(typ) = RSHUNT(min)/0.95, RSHUNT(max) = RSHUNT(typ) X 1.05(4) 実際の短絡トリップ電流値は：

ISC(typ)=VSC(typ) / RSHUNT(typ), ISC(min) = VSC(min) / RSHUNT(max) (5) 抵抗の定格電力は次式より求めることができます：

PSHUNT = (I²RMS X RSHUNT X マージン) / ディレーティング比

ここで、 (6)

 Irms：インバータの最大負荷電流

 RSHUNT：シャント抵抗値（TC=25^oC ）

 ディレーティング比： TSHUNT=100^oC 時のシャント抵抗の 値からのディレーティング比

（シャント抵抗のデータシート参照）

 マージン：お客様で設定するマージン

シャント抵抗値の計算例：

FNA41560、シャント抵抗誤差： ±5%.

表 5. 短絡保護トリップレベル (VSC(ref))の規格

Conditions Min. Typ. Max. Unit TJ =25^oC, VCC=15V 0.45 0.50 0.55 V

表 6. 短絡動作時電流範囲

(RSHUNT=24.4mΩ (min.)⁽¹⁾, 25.7mΩ (typ.), 27.0mΩ (max.))

Conditions Min.⁽²⁾ Typ.⁽³⁾ Max.⁽⁴⁾ Unit TJ =25^oC 16.66 19.43 22.50 A Notes:

1. RSHUNT(min): VSC(max)/ISC(max) = 0.55 / 22.5 = 24.4mΩ.

2. ISC(min): VSC(min)/RSHUNT(max) = 0.45 / (0.0244/0.95x1.05)

= 16.66A.

3. ISC(typ): VSC(typ)/RSHUNT(typ) = 0.50 / (0.0244/0.95)

= 19.43A.

4. 最大短絡電流トリップレベル: 1.5 x IC = 1.5 x 15 = 22.5A.

シャント抵抗定格電力の計算例：

 インバータの最大負荷電流(Irms): 5Arms

 シャント抵抗(RSHUNT)値 (TC=25^oC): 24.8mΩ

 シャント抵抗ディレーティング比(TSHUNT=100^oC): 70%

( 図 21. 参照)

 マージン: 20%

PSHUNT : (I²rms X RSHUNT X マージン)/ディレーティング比 = (5² X 0.0248 X 1.2)/0.7 = 1.1W (7) 従って、シャント抵抗の適正な定格電力は2.0W以上

図 21. シャント抵抗ディレーティングカーブ例

（RARA Electronics より）

内部遅延時間の時定数

ノイズにより短絡保護回路が誤動作することを防ぐ為、RC フィルター （ 図 20.のR_FC_SC を参照 ）が必要です。 RC 時 定数は加わるノイズの期間と、モーションSPM製品の短絡 電流耐久時間(SCWT)によって決まります。

シャント抵抗に発生する電圧が短絡保護トリップレベルを超 えた場合、この信号はRCフィルターを介してC_SC 端子に加 わります。RC フィルター遅延時間(T1)はCSC 端子電圧がト リップレベルまで上昇するのに必要な時間です。表 7 にトリ ップレベルのスペックを示します。LVIC は内部にフィルタ ー期間を設けています（ノイズ除去の為のロジック・フィル ター期間：T2）。従って、VCSCのRCフィルターを設計す る際には、このフィルター期間を考慮する必要があります。

表 7. 短絡保護 トリップレベル (VSC(ref)) の規格

条件 Min. Typ. Max. 単位

TJ =25^oC, VCC =15V 0.45 0.50 0.55 V

図 22. タイミング・ダイアグラム 注:

T1: CSC端子に接続される外部RCフィルタによる遅延時間

T2: CSC端子内部ロジック・フィルター期間； VCSC幅がT2 以下では SCP は動作しません

T3: CSCトリガからゲート電圧立下りまでの遅延時間

T4: C_SCトリガから短絡電流オフ までの遅延時間

T5: CSCトリガからフォールト信号出力がアクティブになる

までの遅延時間

表 8. 短絡保護回路のタイミング: VCSC から LOUT, ISC, VFOまで

デバイス名 Typ. （TJ=25^oC） Typ. （TJ=150^oC） Max. （TJ=25^oC）

FNA40860

T2 = 0.40μs T2 = 0.30μs

+20%

T4=1.0μs T3 = 0.65μs T3 = 0.60μs

T4 = 0.80μs T4 = 0.75μs T5 = 1.20μs T5 = 1.75μs 注:

5. 全動作条件範囲で短絡保護回路の安全な動作を確実にするため、CSCは短絡状態が発生した後 1.0μs 以内にトリガされる ようにして下さい。 (SCWT < 2.0μs, 条件：VDC=400V, VCC=16.5V, TJ=150^oC, FNA40860データシートより).

6. 短絡発生からCSCがトリガされるまでの時間は出来る限り短くして下さい。.

V

: 信号入力電圧 V

: C

端子電圧

L

: ローサイドIGBTのV

I

: 短絡電流

V

: V

端子電圧

図 23.と 図 24.に短絡保護回路(SCP)機能の波形を示しま す。通常、CSCに接続されるRCフィルターの時定数は、ISC

のdi/dt が速い為、波形に正確には現れません。 従って、C_SC のRCフィルターの時定数を決める時は注意が必要です。一 方、過電流保護回路(OCP)では、時定数 は正確に現れま す。

図 23. 短絡保護回路動作波形（Tj=25℃）

(RCフィルター時定数 : 2μs (RSC=62[Ω], CSC=33[nF]), RSHUNT=40[mΩ])

図 24. 短絡保護回路動作波形（Tj=150℃）

(RCフィルター時定数: 2μs (RSC=62[Ω], CSC=33[nF]), RSHUNT=40[mΩ])

以上より、短絡保護回路トリップ電流検出から、IGBTのゲ ートがオフされるまでのトータル時間 TTOTALは：

TTOTAL= RCフィルタによる遅延時間 (T1) + CSCトリガから短

絡電流オフ までの遅延時間(T4) (8) 即ち、全遅延時間TTOTALはSCWT以内にすべきです。

SCWT > TTOTAL (T1 + T4) (9)

ここで、SCWT = 短絡電流耐久時間

RC フィルターの時定数は、ほぼ全ての動作条件で破壊を防 ぐことができるよう、1.0 ~ 2.0μs に設定することを推奨しま す。

ソフト・ターンオフ

LVIC は、短絡時のハード遮断の際、VPN電源による過電圧

からローサイドIGBTを保護する為、ソフト・ターンオフ機 能を備えています。“短絡時のハード遮断“とは短絡発生 時、短絡保護回路が動作する前に IGBTは、短いパルスの入 力信号によりオフになることを言います。この際、ISCの

di/dt は急激に上昇し、これによるV_PN の急激な上昇は過電圧

によるIGBT の破壊を引き起こします。ソフト・ターンオフ

機能は IGBTのV_GEを緩やかに放電させることで、IGBT の急 激なターンオフを防ぎます。

LVICのブロック図と、ソフト・ターンオフ機能の動作シー ケンスを図 25. と図 26. に示します。UVLO とSCPの二つの 保護回路が内蔵されています。通常状態で IGBT がオフする

場合は、LVIC が ゲートドライバ・ブロックからのゲート

信号(V_{IN_L})をオフにし、その結果 IGBTは直ちにオフになり

ます。（プリドライバがゲートドライバ・ブロックの出力バ ッファをオンにする。図 26. の経路① ）一方、IGBT が保 護回路の動作によってオフする場合、ゲートドライバは保護 回路によって無効になり（出力バッファは無効になりハイイ ンピーダンス状態) 、保護回路の出力はソフト・ターンオフ 回路のスイッチをオンにします。そしてVGEは緩やかに放電 されます（図 26. の経路 ② )

図 25. 内部ブロック図

図 26. ソフトターンオフ動作

図 27. に、V_PN=450V、T_J=25および 150^oCの条件の時、通常 動作時の動作を示します。 P N 端子間のサージ電圧

(V_PN(Surge)) は500V以下に抑えられ、問題なくターンオフ・ス

イッチング動作が行われている状態を示しています。

図 28.に、ハード・ターンオフとソフト・ターンオフのスイ ッチング波形の違いを示します。IGBTがハード・ターンオ フした場合、大きな(100V程度まで)オーバーシュートが発生 しています。即ち、モーションSPMを保護するには DCリン クコンデンサへの電源電圧は400V以下に制限する必要があ ります。2μs以内の期間を持つハード・ターンオフ動作は短 絡故障につながる可能性があります。これに対し、通常の短 絡故障では、保護回路が動作し、IGBTを緩やかにオフさ せ、余分なオーバーシュート電圧の発生を防ぎます。この 状態で、オーバーシュート電圧は40~70Vです。

図 27.と図 28. は安全動作領域テストでの実験結果であり、

モーションSPM 製品はここに記述されたような条件では動 作させないようにして下さい。

図 27. FNA40860 通常時ターンオフ波形 VPN=450V, TJ=25, 150^oC

図 28. FNA40860 短絡時タンオフ波形 VPN=400V, TJ=150^oC

Time [200ns/div]

VPN(SURGE)@ TJ=25^oC VPN(SURGE)@ TJ=150^oC

IC @ TJ=25^oC IC@ TJ=150^oC IC=2.0[A/div]

VPN=100[V/div]

TJ=150 [^oC]

Time [200ns/div]

VPN(SURGE)@ Hard-Off,ΔVPN=100V

IC=20[A/div]

VPN(SURGE)@ Soft-Off,ΔVPN=70V

IC@ Hard-Off IC@ Soft-Off VPN=100[V/div]

表 9. 絶対最大定格の詳細 (FNA40860の場合)

項目 記号 定格 説明

電源電圧 VPN 450V

P-N 間に加えることが可能な最大直流電圧 (スイッチング動作 が無い状態) 。もしP-N 電圧がこの値を超えるようであれば、

何らかの制限回路が必要。

電源電圧 (サージ) VPN(surge) 500V P-N 間に発生する最大サージ電圧(スイッチング動作時)。もし P-N 電圧がこの値を超えるようであれば、スナバ回路が必要。.

コレクタ・エミッタ間電圧 VCES 600V 内蔵IGBTコレクタ・エミッタ間最大電圧 IGBT コレクタ電流 ±IC 8A IGBT最大連続DCコレクタ電流（TC=25^oC）

接合温度 TJ -40~150^oC

モーションSPM に内蔵されているパワーデバイスの定格最大接 合温度は150^oCですが、モーションSPMの安全な動作を確保す る為に、平均接合温度は125^oC 以下に制限して下さい。IGBT及 びFRD デバイスは TJ=150^oCで直ちに損傷はしませんが、その パワーサイクル寿命は減少します。

保護回路動作時電源電圧

( 短絡保護耐量) VPN(PROT) 400V

VCC=13.5 ~ 16.5V、非繰り返し、2μs 以内の条件で、短絡また は、過電流状態になった場合、IGBTを安全にオフさせることが できる最大電源電圧。もし電源電圧がこの値を超えた場合、パ ワーデバイスは損傷する可能性があります。

フォールト出力

表 10. フォールト出力最大定格

項目 記号 条件 定格 単位

フォールト出力電源電圧 VFO VFO-COM間に印加される電圧 -0.3~VCC+0.3 V

フォールト出力電流 IFO VFO端子のシンク電流 1.0 mA

表 11. 電気的特性

項目 記号 条件 Min. Typ. Max. 単位

フォールト出力 電圧

VFOH VSC=0V, VFO端子は4.7kΩで5V にプルアップ 4.5 V

VFOL VSC=1V, VFO 端子は4.7kΩで5V にプルアップ 0.5 V

VFO端子はオープンドレイン出力ですので、抵抗を介して 5V または15V にプルアップして下さい。抵抗値は上記のス ペックを満足する必要があります。

0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0.00 0.05 0.10 0.15 0.20 0.25 0.30

TJ=150[^oC]

VFO [V]

I_FO [mA]

図 29. VFO 端子 電圧-電流特性

電圧低下保護回路 （ UVLO ）

LVIC は電圧低下保護回路(UVLO)を備え、十分なゲートドライブ電圧が得られない状況からローサイドIGBTを保護します。

図 30. にこの保護回路のタイミングチャートを示します。

図 30. ローサイド 電圧低下保護回路タイミングチャート 注釈:

a1. 制御電源電圧が上昇：電圧が UVCCRに達した後、次の制御信号入力で回路は動作を開始する。

a2. 通常動作： IGBT がオンし、電流が流れる。

a3. 電圧低下を検出(UVCCD)

a4. 制御信号が入力されているが、IGBTはオフになる。

a5. フォールト出力がアクティブになる。

a6. 電圧低下保護回路リセット (UVCCR) a7. 通常動作: IGBTがオンし、電流が流れる。

HVIC は電圧低下保護回路を備えており、十分なゲートドライブ電圧が得られない状況からハイサイドIGBTを保護します。

保護回路の動作のタイミングチャートを図 31. に示します。アラーム信号V_FOは HVICのバイアス電圧が低い状況であっても 出力されません。

ノイズによる誤動作を防 ぐ為、時定数15uS(typ)の フィルタ内蔵

フォールト出力パルス幅 (tFOD)：Vccの値が回復す るまでLowを維持

ローサイド側のすべての IGBTはフォールト出力が アクティブの間、オフを 維持

入力信号の立ち上が りエッジのタイミン グでIGBTはオンにな る。（エッジトリ ガ）

制御信号入力

保護回路 ステータス

制御電源電圧

出力電流

フォールト 出力

制御信号入力

保護回路 ステータス

制御電源電圧

フォールト 出力 出力電流

ノイズによる誤動作を防 ぐ為、時定数15uS(typ)の フィルタ内蔵

ローサイド側のすべての IGBTはオフを維持。但 し、フォールト出力はア クティブにはならない

表 12. UVLO 規格

記号 パラメータ 条件 Min. Max. 単位

UVCCD

電源供給 電圧低下保護回路

検出レベル 10.5 13.0 V

UVCCR リセットレベル 11.0 13.5 V

UVBSD 検出レベル 10.0 12.5 V

UVBSR リセットレベル 10.5 13.0 V

入力回路 (V

, V

)

図 32. に MCU とモーションSPM 製品間の入出力インター フェースを示します。モーションSPMの入力ロジックはア クティブHIGH で、プルダウン抵抗を内蔵しているため、外 部にプルダウン抵抗は不要です。

図 32. 推奨CPU I/O インターフェース

表 13. 入力およびフォールト出力端子最大定格

項目 記号 条件 定格 単位

制御電源電圧 VCC VCC(H)-COM間

VCC(L)-COM間 20 V

入力信号 VIN

IN(UH), IN(VH), IN(WH)-COM間 IN(UL), IN(VL), IN(WL)-COM間

-0.3 ~ VCC

+0.3 V

フォールト信

号出力電圧 VFO VFO-COM間 -0.3 ~ VCC

+0.3 V

制御入力とフォールト出力の最大定格を表 13に示します。

フォールト出力はオープンドレインなので、最大定格は

VCC+0.3Vで、15V電源でのインターフェースも可能ですが、

入力信号と同じように5V ロジックで使用されることを推奨 します。 また、MCUとモーションSPMの両側で、VFO 出力 と入力信号に対して、デカップリング・コンデンサをそれぞ れのデバイスの近傍に接続して下さい。 それぞれの入力で のRCカップリング( 図 32.破線でに示す)は、そのアプリケ ーションで使用するPWM制御回路、あるいは配線インピー ダンスに依存します。

図 33. 信号入力端子

モーションSPMマイクロミニDIP ファミリはアクティブ HIGH 入力ロジックを採用しています。これにより制御電圧 と入力信号でのスタートアップあるいはシャットダウン時に おけるシーケンスの制約がなくなり、システムはフェイルセ ーフ動作となります。加えて、それぞれの入力端子には内部 にプルダウン抵抗がある為、外部にプルダウン抵抗を必要と せず、部品点数を減らすことができます。モーションSPM の入力にはノイズフィルターがあり、短いパルスのノイズを 抑え、IGBTの誤動作を防ぎ、スイッチング損失を低減しま す。さらに、表 14に示すように、入力回路の立ち上がり、

立下りのしきい値を低くしてある為、3.3V動作のMCU また はDSP と直接接続することも可能です。

表 14. 入力しきい値 (VCC=15V, TJ=25^oC)

項目 記号 条件 Min. Max. 単位

入力オン

しきい値 VIN(ON) IN^(UH), IN(VH), IN(WH)-COM IN(UL), IN(VL), IN(WL)-COM

2.6 V 入力オフ

しきい値 VIN(OFF) 0.8 V 図 33. に示すように、モーションSPMマイクロミニDIPファ

ミリは入力には5kΩ (typical) ののプルダウン抵抗が内蔵され ています。従って、MCU出力とモーションSPM入力の間に 外部のフィルター用抵抗を接続する場合、信号レベルの低下 により、モーションSPMの入力オンしきい値スペックを満 たしているか注意が必要です。図 32.に、R=100Ω、C=1nF を使用した例を破線で示します。

ブートストラップ回路設計

ブートストラップ回路の動作

VB(U,V,W)と VS(U,V,W),間の電圧差であるVBSがマイクロミニ DIPモーションSPM内部のHVICにドライブ電源を供給しま す。この供給電圧は 13.0V~18.5V の範囲にあり、HVICがハ イサイドIGBTを十分にドライブできる値です。マイクロミ ニDIP SPM はVBSに対して電圧低下保護回路を備えており、

もしV_BS が規格電圧に満たない場合は、HVICがハイサイド

IGBTをドライブしないようにします。 (データシート参照).

この機能により、IGBTが高い電力損失で動作することを防 ぎます。

V_BS のようなフローティング電源は、ここで説明するブート

ストラップ( 図 34.参照) を含めていくつかの方法で実現でき ます。この方法は、シンプルで低コストであることが特長で すが、ブートストラップコンデンサを充電するのに必要とす るデューティサイクルとオン期間に制約があります。ブート ストラップ電源は図 35. と図 36. に示すように、ブートスト ラップ・ダイオード、抵抗、コンデンサを組み合わせで構成 されます。図 35. に、ブートストラップ回路での電流経路を 示します。V_S が（ローサイドIGBTまたは負荷いずれかによ って）グランドレベルに引き落とされると、ブートストラッ プコンデンサ(C_BS)はブートストラップ・ダイオード(D_BS)及 び抵抗(RBS)を介してVCC電源から充電されます。

図 34. HVIC電源(VBS) 供給の為の ブートストラップ回路

ブートストラップ・コンデンサの初期充電

初期状態で、ブートストラップ・コンデンサを十分に充電す るには、ローサイドIGBTが適切な期間オンする必要があり ます。初期充電時間 (t_charge) は、以下の式で得られます：

LS F (min) BS CC BS CC

BS e arg

ch V V V V

In V R 1

C

t    





 (10)

ここで：

VF = ブートストラップダイオードの順方向電圧；

VBS(min) = ブートストラップコンデンサ最小値；

VLS = ローサイドIGBT または負荷に発生する電圧 δ = PWM デューティレシオ

図 35. ブートストラップ回路

図 36. ブートストラップ充電タイミングチャート

初期充電の為、スイッチン グ、或いは常時オンを選択

図 37. ブートストラップ回路 初期動作波形

（条件: VDC=300V, VCC=15V, CBS=22μF, ローサイドIGBTのターンオン・デューティ=200μs）

図 38. ブートストラップ回路 初期動作波形

（条件: VDC=300V, VCC=15V, CBS=22μF, ローサイドIGBT はフルターンオン）

ローサイドIGBTがスイッチングしている

ローサイド IGBT がフル・ターンオン

ブートストラップ・コンデンサの選択

ブートストラップ・コンデンサの値は、次式により求まり ます：

BS Leak

BS

V

t C I





 

ここで：

Δt = ハイサイド IGBTの最大オンパルス幅 ΔVBS = CBSの放電許容電圧(リップル電圧) ILeak = CBSの最大放電電流

主に以下に示すような要素に影響を受けます。

 ハイサイドIGBTをオンにするゲートチャージ

 HVICのハイサイド側回路で消費される静電流

 HVICの中のレベルシフト回路で必要とされるチャー ジ

 ブートストラップダイオードのリーク電流

 ブートストラップコンデンサCBSのリーク電流（電解 コンデンサ以外の場合は無視できる）

 ブートストラップダイオードの逆回復電荷 実際に、マイクロミニDIPモーションSPMファミリでは ILeakとして2mAが推奨される値です。バラツキと信頼性を 考慮して、コンデンサの値は計算値の2~3倍を選択しま す。CBSはハイサイドIGBTがオフし、VSがグランドに引 き落とされた時のみ充電されます。従って、コンデンサ CBSから放電されたチャージを十分に補給されるようにロ ーサイドIGBTのオン期間は十分大きくする必要がありま す。即ち、ローサイドIGBTには固有の最小オン期間（或 いは、ハイサイドIGBTにとってのオフ期間）がありま す。

ブートストラップコンデンサ計算例

ILeak = 2.0mA ^{（推奨値）}

ΔVBS = 0.1V ^{（推奨値）}

Δt = 0.2ms. （システムで異なる値）

6 BS

min Leak _

BS 4.0 10

V 1 . 0

ms 2 . 0 mA 2 V

t

C I    ^

 



  (12)

→2~3 ^{倍のマージン}→ 8µF.

注：

7. このコンデンサの値はスイッチング周波数、使用され るコンデンサ、及び13.0~18.5V（データシートよ り）の範囲で推奨されるVBS 電圧の値に応じて変更す ることが可能です。 上記の結果は計算例を示したも ので、この値は実際の制御方式および部品の寿命によ り変更することができます。

図 39. スイッチング周波数による

ブートストラップコンデンサの値の変化

内蔵ブートストラップダイオード

ハイサイドIGBT または FRD が導通している時、ブートス トラップダイオード(D_BS)には全電圧がかかります。従って

耐圧600V 以上のものを推奨します。また、ブートストラッ

プコンデンサからV_CC へのチャージの戻りを最小にするため に、このダイオードはファーストリカバリ(逆回復時間

<100ns)にすることが重要な点です。 ブートストラップ抵抗 (RBS)はdVBS/dtを緩やかにし、ブートストラップコンデンサ への充電電流(I_charge)を制限します。

一般的にブートストラップ回路はブートストラップダイオー ド(D_BS)、ブートストラップ抵抗(R_BS)、ブートストラップコ ンデンサ(CBS)で構成されます。マイクロミニDIP SPMに使 用されている内蔵ブートストラップダイオードはブートスト ラップ抵抗も含んだ特殊なVF特性( 図 40. 参照)を持ってい ます。従って、ブートストラップ回路を設計するにあたっ て、外付けブートストラップコンデンサだけが必要となりま す。

マイクロミニDIP SPM ファミリに内蔵されているブートス トラップダイオードの特性は：

 ファーストリカバリダイオード：600V/0.5A

 t_rr: 80ns (typ)

 約15Ωの等価抵抗を持つ特性

0 2 4 6 8 10 12 14 16

0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2

1.4 BOOTSTRAP DIODE V_F-I_F CHARACTERISTICS, T_J=25^oC

SPM BOOTSTRAP DIODE 1N4937

1N4937 + 13ohm 1N4937 + 15ohm IF [A]

V_F [V]

図 40. ブートストラップダイオード V-I 特性 マイクロミニDIP SPM

表 15. ブートストラップダイオード規格

記号 パラメータ 条件 Min. Typ. Max. 単位

VF フォワード電圧 IF=0.1A, TC=25^oC ~ 2.5 ~ V trr 逆回復時間 IF=0.1A, TC=25^oC ~ 80 ~ ns

NTC サーミスタ 回路（ T

をモニタ）

モーションSPMファミリ、マイクロミニDIP SPM パッケー

ジは、T_C 測定用にNTC サーミスタ（負の温度特性）を内蔵

しています。このサーミスタは、パワーデバイス

(IGBT/FRD)と同じセラミックサブストレート上に載ってい

るので、パワーデバイスの温度を正確に反映して測定するこ とができます。( 図 41.参照).

図 41. マイクロミニDIP SPM パッケージ NTCサーミスタの位置

-20 -10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 0

50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550 600

MIN TYP MAX R-T Curve

R esista n ce [k  ]

Temperature T

[¡É]

ＮＴＣ サーミ

通常、NTCサーミスタを利用した過熱保護には二通りの方法があります。一つは ADコンバータを用いる方法で、他方はコン パレータを用いる方法です。図 43. と図 44. にNTCサーミスタを用いたアプリケーション回路例を示します。

Motion-SPM

MCU

VDD

VTH

RTH

ADC Port

RTH

NTC

図 43. NTCサーミスタを使用した MCUによる過熱保護回路

図 44. NTCサーミスタを使用した コンパレータによる過熱保護回路

20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 0

1 2 3 4 5

V_DD=3.3V V_DD=5.0V V_OUT(min)

V_OUT(typ) V_OUT(max)

V-T Curve at V_DD=5.0, 3.3V, R_TH=6.8kohm

Ou tpu t Volta g e of R

[V]

Temperature T

[

C]

図 45. 図 43. に示した回路の温度‐電圧カーブ

表 16. NTCサーミスタ抵抗-温度特性(1-1)

TNTC(℃) Rmin(kΩ) Rcent(kΩ) Rmax(kΩ) T(℃) Rmin(kΩ) Rcent(kΩ) Rmax(kΩ) 0 153.8063 158.2144 162.7327 30 37.1428 37.6431 38.1463 1 146.0956 150.1651 154.3326 31 35.5329 36.0351 36.5408 2 138.8168 142.5725 146.4152 32 34.0011 34.5041 35.0111 3 131.9431 135.4081 138.9502 33 32.5433 33.0462 33.5534 4 125.4497 128.6453 131.9091 34 31.1555 31.6573 32.164 5 119.3135 122.2594 125.2655 35 29.834 30.3339 30.8392 6 113.5129 116.2273 118.9947 36 28.576 29.0734 29.5764 7 108.0276 110.5275 113.0739 37 27.3776 27.8717 28.372 8 102.8388 105.1398 107.4814 38 26.2356 26.726 27.2228 9 97.9288 100.0454 102.1974 39 25.1472 25.6332 26.1261 10 93.2812 95.2267 97.2031 40 24.1094 24.5907 25.0792 11 88.8803 90.6673 92.481 41 23.1198 23.596 24.0796 12 84.7119 86.3519 88.0148 42 22.1759 22.6466 23.1249 13 80.7624 82.2661 83.7894 43 21.2753 21.7401 22.2129 14 77.019 78.3963 79.7903 44 20.4158 20.8746 21.3416 15 73.47 74.7302 76.0043 45 19.5953 20.0478 20.5088 16 70.1042 71.2558 72.4189 46 18.812 19.258 19.7126 17 66.9112 67.962 69.0224 47 18.0638 18.5032 18.9514 18 63.8812 64.8386 65.8039 48 17.3492 17.7818 18.2234 19 61.005 61.8759 62.753 49 16.6663 17.0921 17.5269 20 58.2739 59.0647 59.8601 50 16.0137 16.4325 16.8605 21 55.6798 56.3961 57.116 51 15.3899 15.8016 16.2227 22 53.2152 53.8628 54.5127 52 14.7934 15.1981 15.6122 23 50.8732 51.4569 52.0422 53 14.223 14.6205 15.0277 24 48.6469 49.1715 49.6969 54 13.6773 14.0677 14.4678 25 46.53 47 47.47 55 13.1552 13.5385 13.9316 26 44.4567 44.936 45.4159 56 12.6556 13.0318 13.4178 27 42.4868 42.9737 43.4618 57 12.1774 12.5465 12.9255 28 40.6147 41.1075 41.6021 58 11.7195 12.0815 12.4536 29 38.8351 39.3323 39.8319 59 11.281 11.6361 12.0011 30 37.1428 37.6431 38.1463 60 10.861 11.2091 11.5673

表 17. NTCサーミスタ抵抗-温度特性(1-2)

TNTC(℃) Rmin(kΩ) Rcent(kΩ) Rmax(kΩ) T(℃) Rmin(kΩ) Rcent(kΩ) Rmax(kΩ)

61 10.4594 10.8007 11.152 91 3.6675 3.8463 4.0334 62 10.0746 10.4091 10.7536 92 3.5505 3.7253 3.9084 63 9.7058 10.0336 10.3714 93 3.4377 3.6087 3.7879 64 9.3522 9.6734 10.0046 94 3.329 3.4963 3.6716 65 9.0133 9.3279 9.6525 95 3.2242 3.3878 3.5593 66 8.6882 8.9963 9.3145 96 3.1235 3.2836 3.4515 67 8.3764 8.6782 8.9899 97 3.0264 3.183 3.3473 68 8.0773 8.3727 8.6782 98 2.9328 3.086 3.2468 69 7.7902 8.0795 8.3787 99 2.8425 2.9923 3.1497 70 7.5147 7.7979 8.091 100 2.7553 2.9019 3.0559 71 7.2496 7.5268 7.8138 101 2.6712 2.8146 2.9654 72 6.995 7.2663 7.5474 102 2.5901 2.7303 2.8779 73 6.7505 7.016 7.2913 103 2.5117 2.6489 2.7933 74 6.5157 6.7755 7.045 104 2.436 2.5703 2.7117 75 6.2901 6.5443 6.8082 105 2.363 2.4943 2.6327 76 6.0739 6.3227 6.581 106 2.2921 2.4206 2.556 77 5.8662 6.1096 6.3624 107 2.2236 2.3493 2.4819 78 5.6665 5.9046 6.1521 108 2.1575 2.2805 2.4102 79 5.4745 5.7075 5.9498 109 2.0936 2.2139 2.3409 80 5.2899 5.5178 5.7549 110 2.0319 2.1496 2.2739 81 5.1129 5.3358 5.568 111 1.9725 2.0877 2.2094 82 4.9426 5.1607 5.3879 112 1.9151 2.0278 2.147 83 4.7788 4.9921 5.2145 113 1.8596 1.9699 2.0866 84 4.6211 4.8299 5.0475 114 1.806 1.9139 2.0282 85 4.4694 4.6736 4.8866 115 1.7541 1.8598 1.9716 86 4.3228 4.5226 4.731 116 1.7042 1.8076 1.9171 87 4.1817 4.3771 4.5811 117 1.6559 1.7572 1.8644 88 4.0459 4.2369 4.4366 118 1.6092 1.7083 1.8134 89 3.915 4.1019 4.2973 119 1.564 1.6611 1.7639 90 3.789 3.9717 4.1629 120 1.5203 1.6153 1.7161

アプリケーション回路例

図 46.に、MCU間との制御信号を直接接続したインターフェース回路を含むアプリケーション回路例を示します。.

図 46. マイクロミニDIP SPM 汎用アプリケーション回路図（シャント抵抗1本使用）

プリント基板(PCB) レイアウトガイド

図 47. PCB レイアウト・ガイド

パッケージ仕様

パッケージ概要

SPM26-AAA 製品は通常チューブで輸送されます。チューブ は帯電防止処理されたPVCプラスチック製です。標準オプ ションでは、これらチューブは帯電防止プラスチック・バ ブルシートで包まれ、バーコード・ラベルの付いた再生紙 で作られた箱に収められます。一つの箱には最高６本まで のチューブが収容されます（図 1.0 参照）。その後、これら の箱は１個から数個にまとめられラベルのついいた輸送用 箱に箱詰めされます。この外箱のサイズは、収容する箱数 によって変化します。

チューブ梱包データ

チューブ梱包構成図 図 1.0

パッケージ情報 図 2.0

チューブ情報 図 3.0

図 49. SPM26-AAB パッケージ仕様 パッケージ概要

SPM26-AAB 製品は通常チューブで輸送されます。チューブ は帯電防止処理されたPVCプラスチック製です。標準オプ ションでは、これらチューブは帯電防止プラスチック・バ ブルシートで包まれ、バーコード・ラベルの付いた再生紙 で作られた箱に収められます。一つの箱には最高６本まで のチューブが収容されます（図1.0 参照）。その後、これら の箱は１個から数個にまとめられラベルのついいた輸送用 箱に箱詰めされます。この外箱のサイズは、収容する箱数 によって変化します。

チューブ梱包データ

チューブ梱包構成図 図 1.0

パッケージ情報 図 2.0

チューブ情報 図 3.0