小型衛星搭載用の省電力高速送信機の開発 *

(1)

小型衛星搭載用の省電力高速送信機の開発 _*

渡邊宏弥

^†^a)

深見友也

^†

齋藤宏文

^††^b)

冨木淳史

^††

小島要

^†††

新家隆広

^†††

川元光一

^†††

重田修

^††††

布村仁志

^††††

High Speed Downlink Transmitter for Small Satellite

^∗

Hiromi WATANABE

^†^a)

, Tomoya FUKAMI

^†

, Hirobumi SAITO

^††b)

, Atsushi TOMIKI

^††

, Kaname KOJIMA

^†††

, Takahiro SHINKE

^†††

, Kouichi KAWAMOTO

^†††

,

Osamu SHIGETA

^††††

, and Hitoshi NUNOMURA

^††††

あらまし相乗り打ち上げ可能な重量数十kgの小型衛星による地球観測能力を飛躍的に高めるためには，高速なダウンリンクが必要である．アンテナ等の小型化が可能なXバンドに着目し，高効率なGaN（窒化ガリウム）を用いたHEMT（高電子移動度トランジスタ）による電力増幅器の開発，及び，デジタル処理回路のクロック周波数を低く抑えるデジタル処理技術などの工夫を行い，搭載送信機を開発した．帯域150MHz，RF出力約 2W，消費電力約22W，装置重量約1.4kgで，300Mbpsを超えるビットレートで送信可能となった．

キーワード小型衛星，地球観測，ダウンリンク，GaN-HEMT SSPA，高速通信

1.

^{まえがき}

ロケットの打ち上げ能力向上とともに人工衛星は機能・性能が増加し，大型衛星が主流となってきた．重量が最大で数トンにまで増大し，それに伴い，

10

年以上にもなる開発の長期化や数百億円という費用が負担となりつつある．そのような問題点を改善する目的で，重量

100kg

以下，予算数億円程度の地球観測や災害監視用途の小型衛星に目が向けられるようになってきた．日本では

70kg

級の小型衛星「れいめい」

[1]

†東京大学大学院工学系研究科電気系工学専攻，東京都

Department of Electrical Engineering and Information Sys- tem, The University of Tokyo, Hongo 7–3–1, Bunkyo-ku, Tokyo, 113–8656 Japan

††宇宙航空研究開発機構宇宙科学研究所，相模原市

Institute of Space and Astronutical Science, JAXA, 3–1–1, Yoshinodai, Chuo, Sagamihara-shi, 252–5210 Japan

†††株式会社アドニクス，八王子市

Addnics Corp., 4–4–15, Daimachi, Hachioji-shi, 193–0391 Japan

††††アイ電子株式会社，川崎市

AI Electronic Ltd., 2–6–5, Kuriki, Aso-ku, Kawasaki-shi, 215–0033 Japan

a) E-mail: [email protected] b) E-mail: [email protected]

*本論文は，システム開発・ソフトウェア開発論文である．

に続き，名古屋大学による

50kg

級の

ChubuSat-1 [2]

等幾つかの小型衛星のプロジェクトがあり，新たな宇宙産業を目指した研究開発が進められている

[3]

．

小型衛星の応用範囲の拡大を考えた場合，特に要求されることの一つにダウンリンク

(

下り通信

)

の容量がある．特に近年地球規模での自然災害や環境モニターに対して社会的な要請が高まっているが，それらの用途に欠かせない高解像度のカメラや合成開口レーダ

（

SAR

）は多量のデータを発生する．それらを迅速に地上に伝送するために，大容量のダウンリンク通信が強く求められる．しかしながら，小型衛星は電力や重量の制約が多い事が，ダウンリンクの容量を増やすことの障害になっている．このような状況を解決すべく，

少ない電力と重量リソースの小型衛星にも搭載できる高速な搭載送信機，及び，地上局の研究開発を行ってきた

[4], [5]

．本論文では，小型衛星搭載用の高速送信機の開発について述べる．

2.

では人工衛星からのダウンリンク通信及び方針について記述し，

3.

では衛星と回線計算について説明する．

4.

では

GaN-HEMT

を用いた

X

バンド固体電力増幅器（

SSPA

）について述べる．

5.

^{では電力ドライ} バ増幅器について，

6.

^と

7.

では送信機とその復調試

(2)

験結果について述べる．

2.

低軌道衛星のダウンリンクと方針低高度極軌道をとる地球観測衛星では，通信可能となる可視時間は，日本の地上局では

1

日に

4

から

5

回ほど

(

うち半分が夜

)

であり，各

10

分以下に制限される．

通信時間の制約を解消する方法としては，高緯度地方の受信局を利用することで，

5–8

倍の通信時間が確保できる．あるいは，データの中継を行うリレー衛星を用いる手法もあるが，静止軌道にある中継衛星との通信機能は小型衛星には負担となる．

低コストで小型衛星のダウンリンク容量を増加させる適切な手法はダウンリンクのビットレートを増やすことである．しかしビットレートの向上にも，課題がある．図

1

は低高度軌道の衛星についてダウンリンクのビットレートと衛星質量の関係の図を引用したものである

[6]

．ビットレートは衛星質量と強い正の相関を示しているが，その主な理由は高速な送信機には大電力と搭載スペースが要求されるためである．典型的な大型衛星のダウンリンク搭載系は，最大数百

Mbps

を実現するために

100W

から

200W

の電力を消費する．しかしながら

50kg

程度の小型衛星では発電能力は高々

100W

程度であり，放熱能力にも限界がある．

ダウンリンクシステムに割り当てることができる電力は

100W

の

2

割の

20W

ほどになる．このため，従来の小型衛星では消費電力が

10W

程度で，データレートは

1Mbps

以下の低い通信系を使い続けることが多かった．

そこで本研究では，近年の地上無線通信分野での技術発展成果を取り入れつつ，小型衛星に搭載可能な高速なダウンリンクシステムを安価に開発することを目標としている．

地球観測の衛星に割り与えられた帯域の一つとして

X band (8025MHz

〜

8400MHz)

があり，利用できる帯域幅は最大で

375MHz

である．衛星通信では信号対雑音電力比（

S/N

）が厳しいことから，

BPSK

や

QPSK

変調が用いられることが多い．しかしながらこれらの変調方式は帯域利用効率が悪い．帯域を占有した場合でも，仮にロールオフ係数

0.5

としてシンボルレートは帯域の

67%

となり，隣接帯域への妨害防止で更にその

90%

がシンボルレートとなる．誤り訂正により実効的なビットレートが

90%

になると見積もった場合，各々

202Mbps

，

405Mbps

止まりとなってし

図1 低軌道衛星のダウンリンク速度と重量の関係[6]

Fig. 1 Downlink bit rate vs. satellite mass for low earth orbit [6].

まう．

帯域利用効率を上げるためには，振幅・位相の多値変調が必須であるが，以下の理由で消費電力の著しい増加を招く．多値変調方式は信号品質の劣化に弱く，

送信機を低歪率で動作させなければならない．そのため通常は送信機内部のアンプを線形動作領域で使用しており，その領域ではほとんどのアンプでは効率が低いからである．

衛星通信で使われる

X band

のパワーアンプは出力に応じて，

TWTA (travelling wave tube ampliﬁer,

進行波管増幅器

)

や

GaAs FET

を用いた

SSPA (Solid State Power Ampliﬁer)

が用いられている．近年高効率を実現できるデバイスとして

GaN-HEMT (

窒化ガリウム

–

高電子移動度トランジスタ

)

の開発が進み，高周波用として

X

バンドまで利用可能なものが入手可能になってきた

[7]

．

また高速化するとデジタル演算部にも通常数百

MHz

という高い動作周波数を要求し，消費電力が増加する要因となる．デジタル演算部の消費電力を抑えることは今回の重要な課題の一つであった．

3.

開発目標

3. 1

開発目標

本研究では低軌道の

50kg

〜

100kg

級地球観測衛星において，実用的な総消費電力

20W

以下で

X

バンドダウンリンクの高速化を目指すものである．誤り訂正込のデータレートは高速モードで

300Mbps

以上，という仕様を実現することを目標としている．筆者のグループでは，送信機と同時に受信系の研究も行っており，畳み込み符号，ターボ等化を用い強力な誤り訂正により

E

b

/ N

0

= 10dB

以上においてビット誤り率

(3)

図2 ほどよし4号衛星(ほどよしプロジェクトチームより提供)

Fig. 2 “Hodoyoshi-4” satellite (provided by Hodoyoshi project).

表1 ダウンリンクシステム概要 Table 1 Downlink system.

(Bit Error Rate

，

BER) 10

⁻⁶以下を実現する受信機の開発を進めている

[4], [5]

．

本研究で開発したダウンリンクシステムは

“

ほどよしプロジェクト

[3]

による

66kg

級の小型衛星「ほどよし

4

号」のミッション機器として実証試験を行う

（図

2

）．「ほどよし

4

号」では通信機器はテレメトリ・

コマンド系として

S

バンドのものを搭載しており，本研究で開発を行ってきた

X

バンドのダウンリンクシステムをミッション機器として搭載する．周波数の高い

X

バンドを用いることにより，小型衛星で多用される

S

バンド以下では難しかった広帯域化やアンテナの小型化などを可能とする．

RF

出力が

8.16GHz

で平均出力電力が

2W

のとき消費電力は，送信機全体で

20W

以下が目標である（表

1

）．変調方式はシンボルレート

100MHz

の

16QAM

を基本の高速モードとし，他にはシンボルレート

10MHz

の

QPSK

を使用する低速モードをもち，オプションとして

64QAM

や

APSK

も実験的に使用可能とする．

3. 2

回線計算

「ほどよし

4

号」は，極軌道を通る高度約

660km

の

LEO (Lower Earth Orbit)

の衛星であり，約

1

時間

30

分で地球を一周する．地上局を神奈川県相模原市に置き，

1

日に

4

〜

5

回

(

うち半分が夜

)

の各

10

分以下の可視時間をもつ．

通常，高速モードでは指向性をもち利得が高い

MGA (Middle Gain Antenna)

を衛星に用い，地上局に指向させることで高いデータレートを目指す．

シンボルレート

100MHz

で

300Mbps

のとき

BER = 10

⁻⁶ を目標とする

[8], [9]

．これはコーディングレート

0.75

の場合に相当する．理想的な

16QAM

信号に白色雑音が加わった場合

BER

は以下の式で表され，

BER < 10

⁻⁶を目指す場合には

E

b

/ N

0が

14dB

以上必要となる．

P

b,16QAM

= 3 2 k erfc

kE

b

10 N

o

( k = bit / symbol , 16QAM

の場合

k = 4)

このような高い

E

b

/N

0が要求される条件の場合は，

送信機で問題となるパワーアンプの歪に対して特に敏感となる．歪はある種のノイズとみなすことができて，

N

0 に加算されてしまうからである

[10]

．一方で本プロジェクトではターボ符号を用いたエラー訂正方式を採用しており，元の

BER

が

3 ∼ 5 × 10

⁻²程度より小さい場合には，誤り訂正後に急速に

BER

が改善する

waterfall

と呼ばれる性質が特に強い．この場合

waterfall

現象が起きているよりも

E

b

/ N

0が大きい領域で回線が成立してさえいれば歪による

BER

悪化は十分に無視できる．したがってコーディングレート

0.75

の場合，

E

b

/ N

0

= 10dB (C/N

0

= 94dBHz)

を回線成立要件とした

[8], [9]

．

高速モードで用いる

MGA

の利得は

14dBi

であり

(

図

3)

，衛星の高度

30

^◦で地上局に指向させた場合，

送信機出力は

33dBm (2W)

とすれば，上記の条件でリンクマージンは

1

〜

2dB

確保され，衛星を見た仰角が

30

^◦よりも高い場合は衛星と地上局の距離が近づくのでより多くのリンクマージンが確保される

(

図

4)

．一方で低速モードの場合は高速モードと比べてシンボルレートが

1/10

の

10Msps

になり，変調方式が

16QAM

から

QPSK

になることにより

bit/Hz

が半分になる．この場合，非線形チャネルの影響を考慮しない単純な見積もりを行うと，シンボルレート分で

+10dB

，変調方式分で

+6dB

が

Eb/N0

に加えられ，

(4)

図3 採用したMGAのパターン Fig. 3 pattern of MGA.

図4 衛星と地上局の位置関係

Fig. 4 Position of Satellite and Ground station.

表2 回線計算 Table 2 Link calculation.

アンテナの利得減少分が

− 9dB

から

− 13dB

となるので，全て足し合わせると高速モードの場合に比べて

3

〜

7dB

ほど大きいリンクマージンがあると考えられる．しかしながら高速通信としての趣旨から外れるので，この節で簡単に触れるにとどめておく．

4. GaN-HEMT

^{固体電力増幅器}

GaN

半導体はバンドギャップが

3.45eV

と広いこと

図5 16QAMの場合の電力出現頻度(α0.5, root nyquist) 破線：理想16QAM，実線：理想OBO 1dB, 2dB, 3dB 点線：平均電力(0dB)

Fig. 5 Average power distribution (APD) Dashed:

Ideal 16QAM, Solid: IdealOBO 1dB, 2dB, 3dB Dot: Mean power (0dB).

から高い耐圧をもち，

SSPA (Solid State Power Am- pliﬁer)

としてパワーアンプの高効率化等に利点がある．高周波向けとして

X

バンドでも利用可能な

GaN- HEMT

が入手可能な状況になりつつある

[10], [11]

．

本送信機での変調方式は，位相振幅の多値変調である

16QAM

を基本とすることから，

QPSK

より変調波のダイナミックレンジが大きい．そこで，電力の出現頻度

APD (Average Power Distribution)

とバックオフの関係から，パワーアンプに必要な能力を見積もった．図

5

は，理想的な飽和をもつ電力増幅器に，

16QAM

信号を入力した場合の電力出現頻度を表している．

16QAM

のコンステレーションの

16

個の信号点のうち，最大電力となるものは

4

隅の信号点であり，

全信号点に対して占める割合は

4 / 16 = 25%

となる．

更に受信シミュレーション

[5], [8], [9]

と合わせて出力バックオフ（

Output Back Oﬀ

，

OBO

）は約

2

〜

3dB

以上確保する必要があると考えた．一方送信機出力点にて必要な平均電力は

33dBm

であり，電力増幅器の直後に入るフィルタやアイソレータの損失は約

1dB

であった．要求される平均出力電力は

34dBm

，飽和出力電力は

36–37dBm

以上となりこれを目標にパワーアンプを作成した（表

3

，図

6

）

[12], [13]

．

試作品の計測について図

7

図

8

に示した結果を説明する．出力電力の飽和点は

37dBm

に届かなかったものの，特に位相回転量

(AM-PM

特性

)

の線形性が高く

+ − 5

^◦以内と以前検討していた同一出力の

GaAs FET

を用いたパワーアンプに比べ

1/3

近くとなった

（図

7

）

[4]

．周波数依存性も

150MHz

の全帯域にわたって少なく電力特性

(AM-AM

特性

)

の偏差は

1dB

以

(5)

表3 パワーアンプ仕様 Table 3 Power ampliﬁer speciﬁcations.

図6 GaN-HEMTを用いた2W級8GHz帯パワーアンプ試作品の写真

Fig. 6 Photograph of GaN-HEMT class-AB 2W power ampliﬁer engineering model (EM).

図7 SSPA試作品の実測RF特性実線：8.085GHz，破線：8.16GHz，点線：8.235GHz

Fig. 7 RF Characteristics of SSPA engineering model Solid: 8.085GHz, Dashed: 8.16GHz, Dotted:

8.235GHz.

下に収まっていた．図

8

は

PAE (Power Added Eﬃ- ciency,

電力付加効率

)

を表しているが，最高効率点で

47%

強であった．

この値もまたほぼ全ての出力領域で

GaAs FET

を用いたパワーアンプより

10

ポイントほど高いものであり，多値変調で広いダイナミックレンジを用いる場合でも平均効率が低下しにくくなるという利点となる．

同時に電源電圧を変化させて最適動作条件から外れた場合の測定を行った．これも全領域で高効率を維持しており，将来的にはドライバ段に用いている

GaAs PHEMT MMIC

の置き換えとして考えた場合でも有利な条件となる．

図8 SSPA試作品の実測電力特性実線：電源電圧28V，

破線：電源電圧22V

Fig. 8 PAE characteristics of SSPA EM Solid: DC28V, Dashed: DC22V.

図9 ドライバーアンプとPAの位相回転量を比較 Fig. 9 Phase shift VS power (Driver and PA).

5.

^{ドライバ段}

歪の少ないパワーアンプを用いた場合，相対的にドライバアンプで発生する歪が問題となってくる．一般にバックオフを多くとれば線形性は改善するが消費電力が大きくなる．そこで定格出力の異なるトランジスタを用いたアンプを調整し，位相シフト量がパワーアンプのそれに比べ許容できる動作点を見つけ出した．

パワーアンプの許容入力に等しい

1W

級と，より能力が高い

2W

級の

GaAs PHEMT MMIC 2

種類をドライバアンプの候補として選定し最適点を探った

[14]

．図

9

にはパワーアンプの位相回転量と

1W

級の

IC1

をほぼ定格出力で用いた場合と

2W

級の

IC2

を定格の

7V

から

5V

まで電圧を下げた消費電力を同等にした動作点の位相回転量を示す．

IC1

では飽和領域近くで位相回転量が

PA

のそれより大幅に悪化し，

IC2

では良好な結果を得たため，

IC2

を採用することとした．

6.

送信機エンジニアリングモデル

前章までの結果を元に多値変調に対応した

X

バンド

(6)

図10 Xバンド送信機試作品の写真1階にアナログ(RF) 部，2階にデジタル部

Fig. 10 Photograph of the new transmitter (engineering model including power supply) 1st ﬂoor: Analog RF block and 2nd ﬂoor: Digi- tal block.

表4 送信機エンジニアリングモデル諸元 Table 4 X-TX Engineering model speciﬁcations.

図11 デジタル部のブロック図 Fig. 11 Block diagram of digital part.

図12 アナログ(RF)部のブロック図 Fig. 12 Block diagram of analogue part.

送信機のアナログ部及びデジタル部を作成した

(

図

10

，表

4

，図

11

，図

13)

．全消費電力は約

22W

に抑えることに成功し，その内訳はデジタル部約

3W

，

PA

約

6W

，ドライバアンプ約

4W

，その他約

9W

であった．

6. 1

デジタル信号処理

デジタル処理ブロックでは，

CCSDS 131.2-B-1

を基にしたコーディング処理済みの信号を受け取りアナログ

I/Q

ベースバンド信号を生成する（図

11

）．

シンボルレートは

100MHz

または

10MHz

であり，

変調方式は

16QAM

と

QPSK

に加え将来的なオプショ

図13 LPFの特性(利得と群遅延の計算値) Fig. 13 LPF (Gain and Group delay).

ンとして

64QAM

，

APSK

も生成可能になっている．

低消費電力化のため

2

基の

FPGA

を

125MHz

クロックで，ベースバンド用

12bitDAC

を

250MHz

で駆動しているので

100Msps

の場合

2.5

倍オーバサンプリングとなる．コサイン・ロールオフ係数が

0.5

なのでベースバンド帯域が

75MHz

と

DAC

のナイキスト周波数

125MHz

に近くなる．そこで図

13

に示すような

7

次だ円関数特性の急しゅんな

LPF

を用い折り返しノイズを遮断している．フィルタ次数が高いことから肩特性に対する素子感度が高いことが問題になるので，

極を阻止帯域にもたせただ円関数となっている．またフィルタ素子の値のずれを計算に入れ信号品質に及ぼす影響のシミュレーションを行った結果，大きな問題はないとの結論を得た．以上のように動作クロックが低くできるようにした結果最終的にはデジタル信号処理ブロックの消費電力を

3W

に抑えることに成功した．

6. 2

熱と送信電力制御

開発した送信機はバックオフ

(OBO)

を小さな値で用いるため，

PA

の飽和出力が変動した場合が問題となる．バックオフが多めに確保されていれば飽和出力の多少の変化では信号品質に与える影響は少ない．そしてそのことを前提に通常は

ALC (Automatic Level Control)

が目標平均電力を一定に保つように掛けられる．しかし本送信機では位相・振幅の多値変調を用いながらもバックオフをわずか

2–3dB

程度で用いる設計にしていることから，目標電力を一定に保つ

ALC

制御ではバックオフの変化が問題となる．また，小型の衛星でかつ放熱が良くない真空中で

15

分以下の通電時間ということから，動作中の

PA

温度変化は大きくなる運用になる．そこで我々は

PA

のベアチップを実装する基板を金属製とすることで熱結合を良くし，

直近に温度センサを設けた．温度センサの読みに応じて

ALC

の制御目標電力を変更し，バックオフを一定

(7)

図14 送信機の実測飽和出力とバックオフ2dB時の曲線 Fig. 14 Saturation RF Power and OBO 2dB.

に保つ制御を実装することで非線形性による歪発生量の安定化を図った（図

14

）．なおバックオフの制御目標は歪を観測しながら決定し，約

2dB

としている．

7.

^{復調評価}

送信機エンジニアリングモデルの出力信号について復調評価を行った．参考文献

[15]

では外部の任意波形発生装置を用いていた．デジタルデータは送信機内部に保持している既知の乱数によるダミーデータを用い，ノイズフリーのキャプチャし評価を行った

（図

15

，図

16

）．またソフトウェアにてノイズ付加を行い，

BER

計測を行った．実験当時には送信機の

DPD

部分及び受信機の等化システムと誤り訂正は実装を完了しておらず評価に用いていない．

EVM (Error Vector Magnitude)

は高速モードで

9.4%

であった．

また

16QAM

では

QPSK

と比較してダイナミックレンジが大きく，平均よりも大きな電力を要する信号点が存在することから，特に今回のようなバックオフが少ない動作の場合に出力段の歪により図

16

に示すような，

E

b

/ N

0が良好な場合での

BER

がフロア状になるという悪化を招く．しかし今回採用したターボ符号を用いた誤り訂正では，誤り訂正後に急速に

BER

が改善する

waterfall

と呼ばれる性質が特に強いことから，このような

BER

の悪化は問題とならない．

開発した送信機を衛星に搭載し，地上で受信実験を行い

348Mbps

という結果を得た

[16]

．

8.

むすび

小型衛星で高速ダウンリンクを実現するには，低消費電力と小型である事に加えて運用の実態に合わせた動作モードの設定が重要である．それを実現するために高い効率の

GaN-HEMT

のパワーアンプを用い，ド

図15 33dBm時16QAM100Mspsコンステレーション Fig. 15 Constellation of 33dBm 16QAM signal (X-TX

EM) 4096 symbols, EVM: 9.6%.

図16 33dBm時BER計測(誤り訂正なし)実線：理想信号，破線：実測

Fig. 16 BER without error collection Solid: Ideal, Dashed: meas.

ライバ段も含め高効率領域で用い，送信機で信号品質を維持する工夫を凝らし，目的に合致したアンテナを用いた．現在搭載品が「ほどよし

4

号」衛星に搭載されており，地上での受信にも成功した．

文献

[1] H. Saito, M. Hirahara, T. Mizuno, S. Fukuda, Y.

Fukushima, K. Asamura, H. Nagamatsu, K. Tanaka, Y. Sone, N. Okuizumi, M. Mita, M. Uno, Y.

Yanagawa, T. Takahara, R. Kaneda, T. Honma, T.

Sakanoi, A. Miura, T. Ikenaga, K. Ogawa, and Y.

Masumoto, “Small satellite REIMEI for auroral ob- servations,” Acta Astronautica, vol.69, Issues 7–8, pp.499–513, Sept.–Oct. 2011.

[2] “Development of ChubuSat-1 Small Satellite,” April 9 2013, URL: http://www.frontier.phys.nagoya-u.ac.

jp/en/chubusat/ﬁles/2 Narusawa.pdf

[3] S. Nakasuka, “From education to practical use of nano-satellites - Japanese university challenge to- wards low cost space utilization,” 8th IAA Sympo- sium on Small Satellite for Earth Observation, Berlin,

(8)

Germany, April 2011.

[4] H. Saito, N. Iwakiri, A. Tomiki, T. Mizuno, H.

Watanabe, T. Fukami, O. Shigeta, H. Nunomurac, Y.

Kanda, K. Kojimae, T. Shinkee, and T. Kumazawa,

“High-SPEED downlink communications with hun- dreds Mbps from 50kg class small satellites,” 63rd International Astronautical Congress (IAC2012), Naples, Italy, Oct. 2012.

[5] N. Iwakiri, A. Tomiki, T. Mizuno, H. Saito, and S. Nakasuka, “Performance analysis of SCCC turbo equalization with nonlinear satellite channel compen- sation techniques for nano/small satellite high-speed communication systems,” Proc. International Confer- ence on Space, Aeronautical and Navigational Elec- tronics 2011 (ICSANE 2011), SANE-66, Bali, Indone- sia, Oct. 2011.

[6] M. Toyoshima, et al., “Log-likelihood coherent op- tical receiver –High-speed ADC less Architecture,”

IEICE Technical Report, SANE2010-13, 2010.

[7] U.K. Mishra, “GaN-Based RF power devices and am- pliﬁers,” Proc. of the IEEE, vol.96, Issue 2, pp.287–

305, 2008.

[8] N. Iwakiri, H. Saito, and S. Nakasuka, “Turbo equalizer/decoder performances of nonlinear channels due to diﬀerent classes of GaN HPAs for X-band nano satellite high-speed downlink system,” ICSANE 2012 International Conference on Space, Aeronautical and Navigational Electronics, pp.83–88, Incheon, Oct.

2012.

[9] N. Iwakiri, H. Saito, and S. Nakasuka, “SCCC turbo equalizer/decoder for X-band nano satellite high-speed downlink system,” Transactions of The JAPAN Society for Aeronautical and Space Sciences, Aerospace Technology Japan 12 (ISTS29), Pf 33- Pf 38, 2014.

[10] H.A. Mahmoud and H. Arslan, “Error vector magnitude to SNR conversion for nondata-aided re- ceivers,” IEEE Trans. Wireless Commun., vol.8, no.5, pp.2694–2704, May 2009.

[11] CCSDS 131.2-B-1 “Flexible advanced coding and modulation scheme for high rate telemetry applica- tions, Recommended Standard,” blue book, March 2012.

[12] TriQunit EEHEMT model Implemented in ADS and AWR for TQT 0.25 um 3MI GaN on SiC Process 1.25mm Discrete FET, Application note, TriQuint, 04th Dec. 2009.

[13] TriQuint, “TGF2023-01 6 Watt Discrete Power GaN on SiC HEMT,” TriQuint Semiconductor, 2011.

[14] Hittite microwave, Power Ampliﬁer Chip, 6–10 GHz, HMC590, HMC591.

[15] 深見友也，渡邊宏弥，冨木淳史，岩切直彦，齋藤宏文，中須賀真一，“GaNパワーアンプを搭載した超小型衛星用X-band 高速ダウンリンク送信機の評価，”宇宙・航行エレクトロニクス研究会(SANE), April 2013.

[16] T. Fukami, H. Watanabe, H. Saito, A. Tomiki, T.

Mizuno, N. Iwakiri, O. Shigeta, H. Nunomura, K.

Kojima, and T. Shinke, “Experiment of 348 Mbps downlink from 50-kg class satellite,” 10th IAA Sym- posium on Small Satellites for Earth Observation, pp.327–330, Berlin, Germany, April 2015.

（平成27年10月27日受付，28年2月26日再受付）

渡邊宏弥（学生員）

2010年，東京大学大学院理学系研究科地球惑星科学専攻修士課程修了．東京大学大学院電気系工学専攻博士課程在学中．宇宙電子工学，衛星システム工学．

深見友也（学生員）

2014年，東京大学大学院工学系研究科電気系工学専攻修士課程修了．現在，同大大学院博士後期課程在学中．

齋藤宏文（正員）

1981年，東京大学大学院工学系研究科電気工学専攻博士課程修了．宇宙航空研究開発機構宇宙科学研究本部教授．宇宙電子工学，衛星システム工学．2009年第19回日本航空宇宙学会技術賞，2012年文部科学大臣表彰受賞．

冨木淳史（正員）

2002年電機大・工学部・電気卒．2004 年同大大学院博士前期課程修了．2007年同大博士後期課程修了．博士(工学)．同年国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構宇宙科学研究所入所．助教．科学衛星の宇宙通信システム，フライバイワイヤレス，電磁環境両立性の研究開発に従事．

(9)

小島要

1981年日本電子工学院専門学校電子工学研究科卒業，宇宙・航空・防衛機器の無線通信機の高周波回路設計に従事，1998年，

株式会社アドニクスを起業，超小型衛星向けの搭載トランスポンダ，地上設備の開発に従事．

新家隆広

日本理工情報専門学校電子工学科卒業，

通信機器メーカーで多重無線設備の設計に従事，1998年より株式会社アドニクスで RF機器，S310・S520用ミニテレメータ，

超小型衛星搭載テレメトリ送信機の設計に従事．

川元光一

1990年東和大学電気工学科卒業．同年株式会社日放電子入社，D-MCA・10Gbps 光幹線系・CATVモデム等ディジタル通信機器の開発に従事．2003年同社を退社，

川元工業所設立，衛生通信機器等のディジタル信号処理部開発に従事．

重田修

RF回路開発を永らく担当．化合物半導体を利用した高周波増幅器，アンプモジュールを中心とした高性能カスタム品の研究，開発に従事．

布村仁志

1998年足利工業大学工学部電気工業科卒．通信機器メーカーで主にRF回路開発を担当．化合物半導体を使用した増幅器，

発振器，リミッタ等の研究，開発に従事．

小型衛星搭載用の省電力高速送信機の開発 *