ポリマー基板テーパスロットアレーアンテナを用いた
300 GHz
帯受信器
岡
正敏
†井上
真弥
††永岡
直樹
††程野
将行
††冨士田誠之
†a)永妻
忠夫
†300-GHz-band Receivers Using Tapered Slot Array Antenna on Polymer Substrate
Masatoshi OKA
†, Masami INOUE
††, Naoki NAGAOKA
††, Masayuki HODONO
††,
Masayuki FUJITA
†a), and Tadao NAGATSUMA
†あらまし 本研究では，テラヘルツ無線通信送受信器の小型集積化に向け，広帯域動作が期待できる進行波型 アンテナとしてテーパスロットアンテナに着目した．高いアンテナ利得を達成するため，八つのテーパスロット アンテナを，厚さ 25 µm のポリマー基板上で，バラン回路とマイクロストリップラインから構成される分岐構 造により接続した平面アレーアンテナを設計した．電磁界シミュレーションにより，300 GHz において，単体の テーパスロットアンテナよりも 6.1 dB 高い 17.8 dBi のアンテナ利得が得られた．このアレーアンテナにショッ トキーバリアダイオードを実装した受信器を作製し，300 GHz 帯での無線通信実験を行った．単体のテーパス ロットアンテナで作製した受信器よりも 17%低い送信電力で 1.5 Gbit/s のエラーフリー伝送が達成された．最 後に，得られた実験結果を基に，更なる高速化と省電力化に向けた課題について議論した． キーワード テラヘルツ通信，テーパスロットアンテナ，ポリマー基板，アレーアンテナ
1.
ま え が き
近年，マイクロ波帯の
100
倍以上の広帯域が利用で
きる可能性のある，テラヘルツ帯（
0.1–10 THz
）の通
信応用に向けた研究開発が活発化している
[1]
∼
[3]
．テ
ラヘルツ帯では，振幅変調などの単純な変調方式で超
高速無線通信が可能であり，ごく最近では，
50 Gbit/s
のリアルタイムエラーフリー伝送が報告されている
[4]
．
そこで用いられているのは，単一走行キャリアフォト
ダイオード
[5]
をコアとする光技術に基づき，レーザ，
フォトダイオード，光増幅器，光ファイバ，導波管等
の個別部品を組み合わせた大型のシステムであり，固
定無線のように据え置きで使用することを前提として
いる．
†大阪大学大学院基礎工学研究科，豊中市Graduate School of Engineering Science, Osaka University, 1–3 Machikaneyama, Toyonaka-shi, 560–8531 Japan
††日東電工株式会社研究開発本部，茨木市
Corporate Research and Development Div. Nitto Denko Corporation, 1–1–2, Shimohozumi, Ibaraki-shi, 565–0871 Japan
a) E-mail: [email protected]
これに対し，小型で持ち運び可能な送受信デバイス
として，電気技術に基づいたテラヘルツデバイスが注
目されており，高速電子移動度トランジスタ（
High
Electron Mobility Transistor: HEMT
）
[6]
，ガンダ
イオード
[7]
，ショットキーバリアダイオード（
Schot-tky Barrier Diode: SBD
）
[8]
，相補型金属酸化膜半
導体（
Complementary Metal Oxide Semiconductor:
CMOS
）トランジスタ
[9]
，共鳴トンネルダイオード
（
Resonation Tunneling Diode: RTD
）
[10]
等を用い
た集積回路が研究されている．例えば，
RTD
を用い
た
300 GHz
帯送受信器として，回路，アンテナ，コネ
クタ等を全て含めた小型モジュール（
2 cm
程度のサイ
ズ）によって，近接無線で
2.5 Gbit/s
のエラーフリー
伝送が達成されている
[11]
．また，
HEMT [12]
及び
CMOS [13]
を用いた
300 GHz
帯の無線通信実験も報
告されている．
このようなテラヘルツ帯送受信器の小型集積化にお
いては，ミリメートル以下の波長の電磁波を制御する
広帯域アンテナ技術が重要であり，次の二つが必要用
件として挙げられる．一つ目は，平面集積化が可能な
ことである．携帯端末の厚さは
1 cm
以下のものが多
40 dBi
のアンテナにより
50 Gbps
を達成した例
[1]
や，
ダイポールアンテナに超半球レンズを付加することで
アンテナ利得を
24 dBi
まで向上させ
12.5 Gbps
を達
成した例
[14]
など，アンテナ利得を向上させるため立
体構造をとっていることがほとんどであり，
20 dBi
に
迫るような高いアンテナ利得と平面構造の両立が実現
できた例はない．
そこで我々は，基板上に金属パターンを形成するだ
けで作製できる平面アンテナとして，単体で
10 dBi
を超えるアンテナ利得を有するテーパスロットアンテ
ナに着目してきた
[15]
．ここで，基板の誘電率が高く，
厚さが厚い場合には，放射パターンが基板の影響を受
けて乱れてしまうため，我々の研究では，本アンテナ
を，誘電率が
3.2
と低く，厚さが
25
μm
と極めて薄い
ポリマー基板上に作製し，
300 GHz
において約
12 dBi
のアンテナ利得を得ている
[15]
．また，進行波型アン
テナの特長として非常に広い
Radio Frequency
（
RF
）
帯域を有することから，一つのアンテナで，
100 GHz
帯，
300 GHz
帯の両帯域で
10 Gbit/s
エラーフリー伝
送を達成している
[15]
．
本論文では，立体構造のアンテナに迫る高利得化を
目指し，テーパスロットアンテナを
1
次元アレー構造
にすることを検討した．まず
2.
では，アレーアンテナ
を開口部，バラン回路，分岐構造の三つに分け，それ
ぞれの設計図とその構造での損失を低減するのに必要
な技術に関して述べる．次に
3.
では，薄膜ポリマー
基板上に製作したアレーアンテナの作製結果を写真で
掲載し，測定したアンテナ利得のシミュレーション結
果との比較について述べる．
4.
では，作製したアンテ
ナを用いた
300 GHz
帯を利用した
1.5 Gbps
無線伝送
実験結果を述べ，アンテナ利得の向上により低減でき
た送信パワーについて述べる．
5.
で本論文をまとめ，
更なるアンテナ利得向上，伝送速度向上の課題である
伝送線路とベースバンド帯域の改善点及びその手法に
関して述べる．
銅箔膜上に，裏面はポリマー基板上の銅薄膜に，それ
ぞれ厚さ
0.2
μm
の金薄膜を形成した部分を示す．
このアレーアンテナは，図
1
のように表面にテーパ
スロットアンテナの開口部を
8
個並べ，この開口部で
テラヘルツ波を受信する構造である．受信信号は，バ
ラン回路を通して，図
2
に示すマイクロストリップラ
インで構成される分岐構造へ伝播し，合波された後，
アンテナ基板とハイブリッド集積された
SBD
によっ
て検波される．
以下では，このアレーアンテナを回路要素ごとに分
けて説明する．
まず，アンテナの開口部に関して，図
1
に示す座標
系でアンテナ利得の角度
θ
依存性を
300 GHz
におい
てシミュレーションした結果を図
3
に示す．ここでは，
図 1 アレーアンテナ回路の表面図 Fig. 1 Schematic of designed antenna (front view).図 2 アレーアンテナ回路の裏面図 Fig. 2 Schematic of designed antenna (rear view).
図 3 アンテナ開口部のみのアンテナ利得のシミュレー ション結果．実線がアレーアンテナ，点線が単一ア ンテナ
Fig. 3 Simulation of antenna gain only for aperture. Solid and dashed lines denote array and single antenna, respectively.
図 4 バラン回路の部分の概念図 Fig. 4 Schematic of balun circuit.
単一のテーパスロットアンテナの結果と比較している．
図
3
のように，アレー化により，最大のアンテナ利得
が
10 dB
向上し，
21 dBi
と見積もられた．ここで，半
値全角は，単一のアンテナでは
32
◦，アレーアンテナ
では
5
◦と狭くなっているため，アレー化によるアン
テナ利得の向上は，放射される電磁界が
θ = 0
◦方向
に集中される効果であると言える．
次にバラン回路の設計に関して，図
4
のようなシ
ミュレーションモデルで解析した．
表面はスロットライン，裏面はマイクロストリップ
ラインを形成し，互いに媒質内波長の四分の一の長
さを延長し，直交させる形とした．このバラン回路に
よって，平衡回路のスロットラインと不平衡回路のマ
イクロストリップラインを低損失に接続できる
[16]
．
更に，各線路の終端に円形構造を付与することで線路
長による共振点を複数個組み合わせて広帯域化を図っ
た
[16]
．その際，スロットラインを終端する円の半径
図 5 バラン回路接続における信号強度のシミュレーショ ン結果．実線が円形構造あり，点線が円形構造なし． Fig. 5 Simulation of signal intensity for balun circuit.Solid and dashed lines denote circuit with and without circular.
図 6 分岐構造の拡大概念図
Fig. 6 Magnified schematic of branch structure.
を
70
μm
，マイクロストリップラインを終端する円の
半径を
60
μm
とした．円形構造で終端した構造としな
い構造の挿入損失の周波数依存性に関するシミュレー
ション結果を図
5
に示す．円形構造の導入で，バラン
回路の損失が増大する周波数
395 GHz
から
477 GHz
に高周波化でき，
100 GHz
から
390 GHz
までの間で
挿入損失が
3 dB
以下になった．
続けて分岐構造に関して，図
2
に示すアレーアンテ
ナ構造の裏面に形成したマイクロストリップラインの
分岐部分の拡大図を図
6
に示す．
この分岐構造では，分岐する直前の線幅
80
μm
，分
岐後の線幅
40
μm
として，テーパ状の構造をとること
で徐々に線幅を変えて分岐の直前で
80
μm
に戻し，分
岐する構造とすることでインピーダンス整合をとった．
以上の構造を組み合わせ，図
1
及び図
2
に示すア
レーアンテナ受信器を形成した構造のアンテナ利得
の放射角依存性のシミュレーション結果を図
7
に示
す．バラン回路や分岐の損失により，図
3
のアンテナ
開口のみの場合と比較して，利得が
3.2 dB
低下して
17.8 dBi
となるが，単一アンテナと比較して，
6.1 dB
アンテナ利得が高くなるというアレー化の効果が見込
める設計が得られた．
図 7 アンテナ回路全体のアンテナ利得のシミュレーショ ン結果．実線がアレーアンテナ，点線が単一アンテ ナの結果を示す．
Fig. 7 Simulations of antenna gain for total circuit. Solid and dashed lines denote array and single antenna, respectively.
3.
アンテナの作製と測定結果
前節で得られた設計をふまえて，
300 GHz
帯で動作
するアンテナモジュールを作製した．厚さ
25
μm
のポ
リイミド（誘電率
3.2
）を用い，図
8
に示すようなア
レーアンテナを有する受信器を作製した．本アレーア
ンテナの出力を一つに合成し，
SBD
チップと検波信
号を出力するための同軸コネクタを実装し，受信器を
試作した．また，比較のため，図
9
に示すような，単
一開口のテーパスロットアンテナも作製した．
100 MHz
で正弦波変調した
300 GHz
のテラヘルツ
波を包絡線検波することにより，作製したアンテナの
放射角度特性を測定した．アレーアンテナと単一アン
テナの測定結果をそれぞれ図
10
に示す．ここでは，単
一アンテナの最大値をアンテナ利得の基準とした．
シミュレーション結果と同様にアレー化により，半
値全角が狭くなり
29
◦から
3
◦と狭くなり，指向性の向
上が確認できた．この効果により，最大の検波強度が
アレーアンテナでは単一スロットアンテナと比較して，
2.8 dB
増大した．ここで，この値はシミュレーション
の
6.1 dB
と比較して，
3.3 dB
低い値である．前述の
ように指向性の向上が得られているため，回路の損失
がシミュレーションよりも大きいと予想される．
そこで，マイクロストリップ線路の伝播損失を実
験的に測定し，シミュレーション結果と比較した．長
さ
1 mm
あたりの伝播損失の周波数依存性を図
11
に
示す．
300 GHz
での伝播損失は約
1.5 dB/mm
であり，前
図 8 アレーアンテナ受信器の作製結果．(a) 表面．(b) 裏面 Fig. 8 Fabricated array antenna receiver. (a) Frontview. (b) Rear view.
図 9 単一アンテナ受信器の作製結果．(a) 表面．(b) 裏面 Fig. 9 Fabricated single antenna receiver. (a) Front
view. (b) Rear view.
図 10 作製したアンテナのアンテナ利得の実験結果．実 線と円のプロットがアレーアンテナ，点線と三角の プロットが単一アンテナの結果を示す． Fig. 10 Experimental antenna gain of fabricated
re-ceiver. Circular and triangular plots denote array and single antenna, respectively.
節のシミュレーションよりも
1 dB
程度高いことが判明
した．その要因として，作製したアンテナに使用した
金の表面粗さが考えられる．表面粗さの測定値は，平
均
390 nm
であった．この値は，周波数
300 GHz
での
金属の表皮深さ
120 nm
よりも大きく，前述の伝播損
失の原因になったと考えられる．この結果とアレーア
ンテナと単一アンテナの伝播距離の差である
3.3 mm
から，実験とシミュレーションの回路の損失の差は
3.3 dB
となり，実験とシミュレーションでのアンテナ
図 11 マイクロストリップラインの伝播損失．実線と点 線はそれぞれ，シミュレーションと実験値を示す． Fig. 11 Transmission loss of microstrip line. Solid
and dashed lines denote simulation and ex-periment respectively.
利得の増大値の差と良く一致した．すなわち，回路の
伝搬損失の低減が更なるアンテナ利得の向上に必要で
あることが明らかになった．
4.
無線通信実験結果
作製したアンテナを有する受信器を用いて，テラヘル
ツ無線通信実験を行った．実験系のブロック図を図
12
に示す．ミリ波発生器から出力された
33.6 GHz
の正弦
波とパルスパターン発生器から出力された
1.5 Gbit/s
のオンオフ変調信号をミキサ（中間周波数帯域：
8 GHz
，
RF
帯域：
25-40 GHz
）で混合し，ドライブアンプ（動
作帯域：
10-40 GHz
，利得：
18 dB
）で増幅後，
9
逓倍
することで
1.5 Gbit/s
のオンオフ変調された
302 GHz
のテラヘルツ波を得た．ホーンアンテナから出力した
テラヘルツ波を
1 cm
伝播させた後に作製したアンテ
ナで受信し，
SBD
で検波された信号をプリアンプ（動
作帯域：
1 GHz
，利得：
54 dB
）で増幅し，リミットア
ンプ（動作帯域：
3.2 Gbit/s
）で波形整形した．その信
号のビット誤り率を誤り検出器で測定し，アイパター
ンをオシロスコープで観察した．
エラーフリー条件
(
ビット誤り率
< 10
−11)
におけ
るアイパターンを図
13
に示す．アレーアンテナ，単
一アンテナいずれも明確なアイ開口が得られた．
送信電力に対するビット誤り率の測定値を図
14
に
示す．アレーアンテナと単一アンテナのエラーフリー
条件に到達するための送信電力が
17%
低減した．これ
は，前節で示したアンテナ利得の向上が寄与している．
ここで，アレー化によるアンテナ利得の向上から期待
される送信電力の低減度よりも小さいのは，この後に
図 12 無線通信実験のブロック図 Fig. 12 Block diagram of wireless transmission.図 13 1.5 Gbit/s伝送時のアイパターン．(a) アレーア ンテナ．(b) 単一アンテナ
Fig. 13 Eye patterns at 1.5 Gbit/s. (a) Array an-tenna. (b) Single anan-tenna.
図 14 1.5 Gbit/s伝送時の送信電力に対するビット誤り 率．円のプロットはアレーアンテナ，三角のプロッ トは単一アンテナを示す．
Fig. 14 Bit error rate versus transmission power. Circular and triangular plots denote array and single antenna, respectively.
述べるベースバンド回路での損失が原因であると考え
られる．
ここで，作製したアレーアンテナ受信器のエラーフ
リー条件に到達した最高のビットレートは
1.5 Gbit/s
であった．この最高通信速度を決める要因として，ベー
スバンド帯域の制限を考えた．ベースバンド回路の損
失のシミュレーション結果と実験結果を図
15
に示す．
いずれも
5 GHz
付近に損失のピークが存在し，これが
通信帯域の制限になったといえる．この損失ピークの
図 15 ベースバンド回路の周波数特性 Fig. 15 Frequency dependence of baseband circuit of
fabricated receiver.
原因として，分岐構造から
SBD
へつながるテーパ構
造部分の線路長による共振の影響が考えられる．広帯
域化には，テーパ構造の長さを
1 mm
以下にして，ス
リットを設けるなど，共振周波数を高周波側にシフト
させる必要がある
[17]
．
5.
む す び
本論文では，厚さ
25
μm
のポリイミド基板上に八
つのテーパスロットアンテナをアレー化した
300 GHz
帯で動作するアレーアンテナを設計し，
SBD
検出器
を有する
300 GHz
帯受信器を作製した．アレー化に
よって，単一アンテナと比較して，シミュレーション
では
6.1 dB
，実験では
2.8 dB
のアンテナ利得の向上
が見られた．このように実験値がシミュレーション値
を比較して
3.3 dB
低くなったのは，八つのアンテナ
で受信した
RF
信号を束ねて検出器まで伝送するため
のマイクロストリップ線路の伝送損失が，シミュレー
ション値よりも
1 mm
あたり
1 dB
高い
1.5 dB/mm
で
あったことが原因である．これは，作製した回路の金
属表面の粗さが
300 GHz
での金属の表皮深さ
120 nm
を超えていたことが主要因である．今後，金属加工プ
ロセスの改善で表面粗さを数
10 nm
程度まで抑える
ことができれば，シミュレーション値に迫る約
18 dBi
のアンテナ利得が期待される．更なる伝搬損失の低減
には，金属を用いないフォトニック結晶を用いた伝送
線路
[18]
の利用も考えられる．
無線通信実験では，アンテナ利得が
2.8 dB
上昇し
た結果が寄与して，必要な送信電力が単一アンテナと
比較して
17%
低減した条件で
1.5 Gbit/s
のエラーフ
リー伝送を達成した．エラーフリー伝送可能な最高通
信速度が
1.5 Gbit/s
に留まった要因は，ベースバンド
回路の
5 GHz
付近の損失ピークが原因であると考え
レーアンテナの
RF
帯域は
140 GHz
を有するため，今
後，検波後のベースバンド回路の帯域を最大
35 GHz
まで増大させることができれば，
50 Gbps
級のエラー
フリー伝送も十分に期待できる．
謝辞 本研究の一部は，総務省戦略的情報通信研究
開発事業（
SCOPE
），科研費と
JST CREST
の支援
を受けた．
文
献
[1] T. Kleine-Ostmann and T. Nagatsuma, “A review on terahertz communications research,” J. Infrared, Mil-lim. Terahertz Waves, vol.32, no.2, pp.143–171, 2011. [2] H.-J. Song and T. Nagatsuma, “Present and future of terahertz communications,” IEEE Trans. THz Sci. Technol., vol.1, no.1, pp.256–263, 2011.
[3] T. Nagatsuma, S. Horiguchi, Y. Minamikata, Y. Yoshimizu, S. Hisatake, S. Kuwano, N. Yoshimoto, J. Terada, and H. Takahashi, “Terahertz wireless com-munications based on photonics technologies,” Opt. Express, vol.21, no.20, pp.23736–23747, 2013. [4] T. Nagatsuma, S. Hisatake, M. Fujita, H.H.N. Pham,
K. Tsuruda, S. Kuwano, and J. Terada, “Millimeter-wave and terahertz-“Millimeter-wave applications enabled by photonics,” IEEE J. Quantum Electron., vol.52, no.1, 0600912, 2016.
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[7] J.B. Gunn, “Microwave oscillations of current in III–V semiconductors,” Solid State Comm., vol.88, no.11-12, pp.883–886, 1963.
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Moutaouakil, H. Matsuzaki, M. Yaita, Y. Kawano, T. Takahashi, Y. Nakasha, N. Hara, K. Fujii, I. Watanabe, and A. Kasamatsu, “Demonstration of 20-Gbps wireless data transmission at 300 GHz for KIOSK instant data downloading applications with InP MMICs,” International Microwave Symposium, WEIF2-29, 2016.
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[14] H. Song, J. Kim, K. Ajito, M. Yaita, and N. Kukutsu, “Fully integrated ASK receiver MMIC for terahertz communications at 300 GHz,” IEEE Trans. THz Sci and Tech., vol.3, no.4, pp.445–452, 2013.
[15] M. Inoue, M. Hodono, S. Horiguchi, K. Arakawa, M. Fujita, and T. Nagatsuma, “Ultra-broadband terahertz receivers using polymer substrate,” IEEE Trans. THz Sci. Tech., vol.4, no.2, pp.225–231, 2014. [16] 山口 聡，陳 強，澤谷邦男，北吉 均，“マイクロスト リップ線路給電広帯域テーパスロットアンテナの設計，”信 学技報，SAT2001-16, 2001.
[17] M. Inoue, M. Hodono, M. Oka, Y. Minamikata, D. Tsuji, M. Fujita, and T. Nagatsuma, “16-Gbit/s wire-less terahertz transmission at 300-GHz band using a polymeric thin-film antenna receiver with base-bandwidth enhancement circuits,” Asia-Pacific Mi-crowave Conference, FR3A-05, 2014.
[18] K. Tsuruda, M. Fujita, and T. Nagatsuma, “Ex-tremely low-loss terahertz waveguide based on silicon photonic-crystal slab,” Opt. Express, vol.23, no.25, pp.31977–31990, 2015. （平成 28 年 5 月 31 日受付，8 月 19 日再受付， 12月 14 日公開）
