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LV5768V-A

概要

LV5768V-Aは、1ch降圧スイッチングレギュレータである。

特長

・1ch降圧スイッチングレギュレータコントローラ

・垂下時周波数低下機能有り

・負荷依存のないソフトスタート回路

・ON/OFF機能内蔵

・パルス－バイ－パルス方式のOCP回路内蔵 検出は外付MOSのオン抵抗

・同期整流

・電流モード制御 最大定格/Ta=25℃

項目 記号 条件 定格値 unit

電源電圧 VIN max 45 V

許 容 端 子 電 圧

VIN,SW 45 V

HDRV,CBOOT 52 V

LDRV 6.0 V

CBOOT－SW 間 CBOOT－HDRV 間

6.0 V

EN,ILIM VIN＋0.3 V

VIN－ILIM間 1.0 V

VDD 6.0 V

SS,FB,COMP,RT VDD＋0.3 V

許容消費電力 Pd max 指定基板付き※1 0.74 W

動作周囲温度 Topr －40～＋85 ℃

保存周囲温度 Tstg －55～＋150 ℃

※1 指定基板:114.3mm×76.1mm×1.6mm,ガラスエポキシ基板

注 1)絶対最大定格は、一瞬でも超えてはならない許容値を示すものである。

注2)絶対最大定格の範囲内で使用した場合でも、高温及び大電流/高電圧印加、多大な温度変化等で連続して使用される 場合、信頼性が低下するおそれがある。詳細については、弊社窓口までご相談ください。

Bi-CMOS

集積回路

1ch降圧スイッチングレギュレータ

SSOP16(225mil)

最大定格を超えるストレスは、デバイスにダメージを与える危険性があります。これらの定格値を超えた場合は、デバイスの機能性を損ない、ダメージが 生じたり、信頼性に影響を及ぼす危険性があります。

LV5768V-A

推奨動作範囲/Ta=25℃

項目 記号 条件 定格値 unit

電源電圧範囲 VIN 8.5～42 V

誤差増幅器入力電圧 VFB 0～1.6 V

発振周波数 FOSC 80～500 kHz

電気的特性/Ta=25℃,VIN=12V

項目 記号 条件 min typ max unit

基準電圧部

内部基準電圧 Vref E/Aのオフセット含む 0.654 0.67 0.686 V 5V電源電圧 VDD IOUT=0～5mA 4.7 5.2 5.7 V 三角発振器部

発振周波数 FOSC RT=220kΩ 110 125 140 kHz

周波数変動 FOSC_DV VIN=8.5～42V 1 %

発振周波数

フォルドバック検知電圧

VOSC_FB SS終了後 FB電圧検知 0.1 V

フォルドバック後発振 周波数

FOSC FB 1/3FOSC kHz

ON/OFF回路部

IC起動電圧 VEN on 2.5 3.0 3.5 V

IC OFF電圧 VEN off 1.0 1.2 1.4 V

ソフトスタート回路部 ソフトスタート・ソース 電流

ISS SC EN＞3.5V 4 5 6



A

ソフトスタート・シンク 電流

ISS SK EN＜1V,VDD=5V 2 mA

UVLO回路部

UVLOロック解除電圧 VUVLO 8 V

UVLOヒステリシス VUVLO H 0.7 V

誤差増幅器

入力バイアス電流 IEA IN 100 nA

エラーアンプ利得 GEA 1000 1400 1800



A/V

出力シンク電流 IEA OSK FB=1.0V －100



A

出力ソース電流 IES OSC FB=0V 100



A

電流検出アンプゲイン GISNS 1.5

過電流リミッタ回路部

基準電流 ILIM1 －10% 18.5 ＋10%



A

過電流検出コンパレータ オフセット電圧

VLIM OFS －5 ＋5 mV

過電流検出コンパレータ 同相入力範囲

VIN-0.45 VIN V

PWM比較器

入力スレッショルド電圧 (FOSC=125kHz)

Vt max デューティサイクル=DMAX 0.9 1.0 1.1 V Vt0 デューティサイクル=0% 0.4 0.5 0.6 V

最大オンデューティ DMAX 86 90 95 %

次ページへ続く。

推奨動作範囲を超えるストレスでは推奨動作機能を得られません。推奨動作範囲を超えるストレスの印加は、デバイスの信頼性に影響を与える危険性があります。

前ページより続く。

項目 記号 条件 min typ max unit

出力部

出力段オン抵抗(上) RONH 5



出力段オン抵抗(下) RONL 5



出力段オン電流(上) IONH 240 mA

出力段オン電流(下) IONL 240 mA

デバイス全体

スタンバイ電流 ICCS EN＜1V 10



A

平均消費電流 ICCA EN＞3.5V 3 mA

保護機能

高温時保護機能動作温度 TSD_on ※設計保証 170 ℃

高温時保護機能ヒステリ シス

TSD_hys ※設計保証 30 ℃

製品パラメータは、特別な記述が無い限り、記載されたテスト条件に対する電気的特性で示しています。異なる条件下で製品動作を行った時には、電気的特性で 示している特性を得られない場合があります。

外形図 unit:mm

SSOP16 (225mil) CASE 565AM ISSUE A

XXXXXXXXXX YMDDD

XXXXX = Specific Device Code Y = Year

M = Month

DDD = Additional Traceability Data GENERIC MARKING DIAGRAM*

*This information is generic. Please refer to device data sheet for actual part marking.

SOLDERING FOOTPRINT*

NOTE: The measurements are not to guarantee but for reference only.

(Unit: mm)

*For additional information on our Pb−Free strategy and soldering details, please download the ON Semiconductor Soldering and Mounting Techniques Reference Manual, SOLDERRM/D.

1.0

5.80

0.32

0.65

ピン配置図

Pd max -- Ta

0

0.38

0.2 0.4 0.6 0.8 0.74 1.0

--40 --20 0 20 40 60 8085 100

3 4 5 6 7

8 9

10 14 13 12 11 EN

RT NC SW CBOOT HDRV

SUBGND NC

VIN

GND VDD LDRV

LV5768V

Top view 1

2 FB COMP

16 15

SS ILIM

ブロック図

端子説明

端子No. 端子名 端子説明

1 FB

誤差増幅器反転入力端子。この端子電圧が0.67Vになる様にコンバータは動作する。

出力電圧を外部で抵抗分割した電圧を印加する。またソフトスタート終了後この端子電圧が

0.1V以下になると発振周波数は1/3になる。

2 COMP 誤差増幅器出力端子。GND端子との間に位相補償ネットワークを接続する。

3 EN ON/OFF端子。

4 RT

発振周波数設定端子。この端子とGND間に抵抗を接続する。

5 NC

未接続 ※2

6 SW

スイッチングノードに接続される端子。外付け上側

NchMOSFET

のソースと外付け下側

NchMOSFET

のドレインを接続する。

7 CBOOT

ブートストラップ容量接続端子。外付NchMOSFETのゲート駆動電源になる。

CBOOT－SW間にバイパスコンデンサが必要になる。

8 HDRV 外付け上側MOSFETゲート駆動端子。

9 LDRV

外付け下側MOSFETゲート駆動端子。

10 VDD

外付け下側MOS-FETのゲートドライブ用電源端子。

11 GND

グランド端子。各基準電圧はグランド端子電圧を基準とする。

12 SUBGND

11PINのGND端子と内部で接続されている。※3

13 NC

未接続 ※2

14 VIN

電源端子。UVLO機能で監視されている。UVLO機能によりこの端子が8V以上になるとICは 起動しソフトスタート動作に入る。

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VIN14

VIN 15

ILIM

16 SS

1 FB COMP

11 GND 9 LDRV 10 VDD +-

+- +

-

+-

0.67V SD

++ -

1.1V SD

+- 0.1V

OCP Comp

Current Amp

ErrAmp

FFOLD Comp

DMAX = 90%

PWM Comp

shut down(SD)

1.0V0.5V 5V

REGULATOR5V REFERENCE VOLTAGE

SAW WAVE OSCILLATOR fosc forcec

1/3

S R

Q

CONTROL Logic VIN UVLO

TSD

S R Q

EN 3

6 SW 7

HDRV CBOOT

2

5V

VDD UVLO

-+ SS Amp 0.1V

+ - 1.2V RT 4

18.5uA

8 7

12 SUBGND

前ページより続く。

端子No. 端子名 端子説明

15 ILIM

電流検出用基準電流端子。約20Aの吸込電流が流れる。この端子と

VIN

の間に外部で抵抗を 接続し、この抵抗の端子側電圧よりもSW端子に印加される電圧が低くなると電流リミッタ コンパレータが動作して上側NchMOSFETをオフさせる。この動作はPWMパルス毎にリセ ットされる。

16 SS

ソフトスタート用コンデンサ接続端子。約5Aの電流でソフトスタートコンデンサを充電す る。この端子が約1.1Vでソフトスタート期間終了になり、周波数フォルドバック機能がアク ティブになる。

※2

GND

に接続しても問題ありません．

※3

11PIN

と

12PIN

は 短絡して

GND

として使用すること。

入出力端子等価回路図 端子 等価回路図

FB,SS

COMP

次ページへ続く。

前ページより続く。

端子 等価回路図

EN

RT

SW CBOOT HDRV

次ページへ続く。

前ページより続く。

端子 等価回路図

LDRV

_{VDD 10}

LDRV 9

GND 11

VDD

_VIN

10 VDD

GND 11 14

ILIM

_VIN

15 ILIM

GND 11 14

起動シーケンスとUVLO,TSD動作

過電流保護のシーケンス

UVLO 8V VIN

VDD

SS

VOUT

HDRV-SW LDRV

TSD

7.3V

VDD=90%

VREF 0.67V 1.1V

170 C

140 C

VIN ILIM

SW

IOUT SS FB 0.67V

FB=0.1V

応用回路図

VIN=24, VOUT=12V, IOUT=7A, FOSC=100kHz

Q1=ATP201 (SANYO)

Q2=ATP206 (SANYO) D1=DSE010

D2=CMS15 (60V,3A) EN

SS COMP

CBOOT C7=1000pF

OUT=12V C6=1000pF

HDRV SW LDRV FB GND VDD

VIN ILIM

RT VIN=24V

C12=47pF

Cx=1nF

GND +

+

●部品設定と選定方法 1)出力電圧の設定

出力電圧VOUTの設定は、以下の式(1)に従う。

VOUT = (1 + R4

R3 )×VREF = (1 + 22kΩ

1.3kΩ )×0.67 (typ) [V] (1) Ex)出力電圧を12VにするにはR3=1.3kΩ、R4=22kΩになる。

2)ソフトスタートの設定

ソフトスタートコンデンサC5の設定は、以下の式(2)に従う。

C5 = ISS×TSS

VREF = 5μA×TSS

0.67V [μF] (2) ISS：充電電流値、TSS：ソフトスタート時間

Ex)ソフトスタート時間を約15msにするにはC5=0.1μFになる。

3)過電流保護の設定

過電流リミッタ設定抵抗R5の設定は、以下の式(3)に従う。

R5 = Rdson×IL max

Iilim = Rdson×IL max

18.5μA [Ω] (3) Iilim：電流値、IL max：コイル電流の最大値、Rdson：Q1(上側 Nch MOS FET)のドレイン-ソース 間のON抵抗値、ATP201のON抵抗≒23mΩ(VGS=4.5V、25℃の時)

Ex)電流リミッタ動作ポイントを負荷電流の11.3A(コイルのピーク電流値約12A)にするためには、

R5=15kΩになる。ON抵抗の変動分(温度変化、ばらつき)を考慮に入れ、実基板にて確認し、最適 な抵抗値を設定すること。正しい電流リミッタの動作が得られるように、C6には1000pFのコンデ ンサを接続して不要ノイズをフィルタすること。

FETのON抵抗について

・FETのRdsonは固有の温度係数を持ち、温度に比例して抵抗値が高くなる。

・FETメーカのデータシートを参考に動作温度範囲に対するRdson値を設定すること。

4)発振周波数の設定方法

発振周波数FOSCの設定はRTの抵抗によって調整することができ、以下の関係図になる。

SW周波数設定範囲：80kHz～500kHz

FOSC -- RT

0 50 100 150 200 250 300

100 150

50 200 250

0 300 350 400 450 500

350 400 450 500

5)ブートストラップコンデンサの設定

ブートストラップコンデンサC2は、パワーMOSFETのCissの約100倍のコンデンサを用いる。

6)位相補償の設定

LV5768Vは、電流モード制御を採用しているため、簡単な位相補償により出力コンデンサにESRの低いコ ンデンサやOSコンなどの固体高分子コンデンサを使用することが出来る。

・周波数特性

LV5768Vの周波数特性は以下の伝達関数で構成されている。

(1)出力抵抗ブリーダ ;HR

(2)誤差アンプの電圧ゲイン ;GVEA 電流ゲイン(トランスコンダクタンス) ;GMEA (3)位相補償外付け素子のインピーダンス ;ZC (4)電流センス・ループ・ゲイン ;GCS (5)出力平滑化インピーダンス ;ZO

Fig.LV5768Vの電流制御ループ 閉ループゲインは以下の式(4)で与えられる。

G = HR × GMEA × ZC × GCS × ZO

= Vref

VO × GMEA × (RC + 1

SCC ) × GCS × RL

1+SCORL (4) 式(4)より、閉ループゲインの周波数特性は、出力コンデンサ容量COと出力負荷抵抗RLからなるポール fP1と、位相補償端子COMPの外付け抵抗RCと容量CCで与えられる零点fZと、誤差アンプの出力インピー ダンスZEAと位相補償外付け容量CCによって決まるポールfP2によってあたえられる。fP1,fZ,fP2は、式 (5)、(6)、(7)によって与えられる。

fP1 = 1

2πCORL (5), fZ = 1

2πCCRC (6), fP2 = 1

2π×ZEA×CC (7)

・位相補償外付け定数RC and CCの算出

一般的にスイッチングレギュレータを安定動作させるには、閉ループゲインが1になる周波数(ゼロクロ ス周波数fZC)をスイッチング周波数の1/10に(高くても1/5程度に)しなければならない。

Ex)LV5768Vのスイッチング周波数を100kHzとした場合 fZC = 100kHz

10

≈

10kHz (8) この周波数で閉ループゲインが1となるので、式(7)=1として、

Vref

VO × GMEA × (RC + 1

SCC ) × GCS × RL

1+SCORL =1 (9)

OSC

VIN 1/GCS

CLK

+ - PWMcomparator

Current sense loop

SLOPE

Control logic

SW L + COMP

-

CC RC

CO RL

R1 R2 VO

HR VREF

ΔVI ΔVO

GVER GMER

Error amplifier

FB

実際、ゼロクロス周波数では、位相補償の容量成分 1

SCC は抵抗成分RCより十分小さくなる事から RC » 1

SCC (10)

式(9)は、Vref

VO × GMEA × (RC + 1

SCC ) × GCS × RL

1+2

π×fZC×CO×RL

=1 (11) となり、この式から位相補償外付け抵抗RCは次式で与えられる。ただし、GCS=0.67/Rdson=29A/V、

GMEA=1400μA/V。出力12V、負荷抵抗は1.7Ω(7A負荷)の場合を計算すると、

∴RC = Vref

VO × 1

GMEA × 1

GCS × 1+2

π×fZC×CO×RL

RL

= 12

0.67 × 1

1400μA/V × 1

29A/V × 1+2

π

×10k×1410μ×1.7

1.7 (12)

≒ 39kΩ (13)

この値が計算から求められる外付け抵抗値 RC である(計算すると分かるが、負荷抵抗 RL が入っている 最後の部分が 1«2

π×fZC×CO×RL なので、RL に依存しなくなる)。

また零点 fZ(6)とポール fP1(5)が同じ位置に存在すると、互いに打ち消しあって、閉ループゲインの位 相特性は、ひとつのポール周波数しか存在しない、つまり、-20dB/DEC で低下し、位相が-90 しか回ら ない絶対、発振しない特性が得られる。

(6)=(5)により fZ = fP1 (14)

1

2π×CC×RC = 1 2π×CO×RL

∴CC = RL×CO RC

= 1.7×1.410μ 39k

= 0.062μF

以上が、理想の式から求められる位相補償端子COMPとGND間に付ける外付け定数になる。実際は、全温 度範囲、全負荷範囲、全入力電圧範囲で安定して動作することを実験して安定な位相定数を決めていく が、その検討の出発点として上記の値を用いる。提出する評価ボードでも、上記の定数から定数設定を スタートする。過渡応答条件に応じて、CC、RCの値を設定する。また、ノイズの影響が大きければ、こ のCCの値より大きな定数を付けることを推奨する。

7)入力コンデンサの選定

DC-DCコンバータの入力側コンデンサには、ICがスイッチングする事によりリップル電流が流れる。入 力側コンデンサに流れるリップル電流は、入力電流と同じように出力電流が多いほど流れ、入力電圧が 低いほどDutyが広がりリップル電流も多く流れる。計算式より求められた値よりも、許容リップル電流 の大きなものを選定すること。入力側コンデンサの実装にあたってはPower ICの近傍に配置し、パター ンによるインダクタンスが小さくなるようにすること。実効値を求める式(15)は以下となる。

Irip_in =

D ( 1  D )

×IOUT [Arms] (15) DはVOUT/VINで定義されるDuty Cycleである。

8)出力コンデンサの選定

出力にセラミックコンデンサを使用した場合は、容量のESRが小さいため、出力リップル電圧は以下の 式になる。

Vrip = VOUT

8×L×CO×fOSC² × (1-VOUT

VIN ) [V] (16)

また、出力に電解コンデンサを使用した場合は、容量のESRが大きいため、出力リップル電圧はESRの影 響を大きく受ける。その時の出力リップル電圧の求め方は以下の式になる。

Vrip = VIN-VOUT

fOSC×VIN × VOUT×RESR

L [V] (17)

電解コンデンサはセラミックコンデンサに比べると許容リップル電流が小さいため、許容リップル電流 値を超えないように選定すること。実効値を求める式は以下となる。

Irip_out = 1

2

3

^×

VOUT(VIN- VOUT)

L×fOSC×VIN [Arms] (18) 高周波ノイズを除去するためにセラミックコンデンサとの併用が効果的である。低ESRアルミ電解コン デンサまたは、高分子アルミ電解コンデンサとセラミックコンデンサの併用を推奨する。

9)インダクタの選定

L1:過負荷、負荷短絡時の磁気飽和によるチョークコイルの発熱には注意すること。インダクタンス値 は、出力リップル電圧Vripと、スイッチング周波数の出力コンデンサのインピーダンスから決まる。最 少インダクタンスを求める式(19)は以下となる。

L min = VIN-VOUT

fOSC×VIN × VOUT×RESR

Vrip [μH] (19)

上式で、出力コンデンサのインピーダンスの代わりにESRを使用している。これは多くの場合、スイッ チング周波数の出力コンデンサのインピーダンスがRESRにきわめて近い理由によるものである。ただし、

セラミックコンデンサでは、RESRの代わりに実際のインピーダンスを用いる。

Ex)VIN(max)=24V,VOUT=12V,Vrip=20mV,RESR=9mΩ,fOSC=100kHz L min = 24V-12V

100k×24V × 12V×9m

20mV (20)

L min ≒27[μH]

実際の部品選択では、リップル電圧の決定から始まりコンデンサの選択とインダクタンスの選択をする。

入力電圧の最大値と最小値、出力電圧と負荷変動を必ず考慮すること。インダクタのリップル電流は、

出力インダクタの選択基準になる場合が多いため、確認することを推奨する。リップル電流を求める式 (21)は以下となる。

Irip = VIN-VOUT

fOSC×L ×D [A] (21)

DはVOUT/VINで定義されるDuty Cycleである。

また、重要な項目はIrip/IOUTで表わされるリップル電流である。一般的にリップル成分が50%未満であ れば問題無い。リップル成分が多いとインダクタ損失が大幅に増大する。

Ex)VIN=24V,VOUT=12V,fOSC=100kHz,L=45μH Irip = 24V-12V

100k×45μ ×0.5 (22)

Irip = 1.3 [A]

10)ハイサイドMOSFETの消費電力

外付けハイサイドMOSFETで消費される電力は、導通損失とスイッチング損失より表わされる。

MOSFETの導通損失は、以下の式(23)で表わされる。

Psat = IO² × RDS(ON) × D [W] (23) RDS(ON)は、温度により変わるので、実際のFETの温度からデータシートを確認し、設定すること。

ハイサイドMOSFETのスイッチング損失は以下の式(24)で表わされる。

Psw = VIN × IO × tSW × fSW [W] (24) IO: DC出力電流

tSW: スイッチング波形の立ち上がり時間 fSW: スイッチング周波数

ハイサイドMOSFETのジャンクション温度は以下の式(25)で決定される。

Tj = Ta+(Psat+PSW)×θja [W] (25) θja: ジャンクションと周囲との熱抵抗

Tjはデータシートに記載されたTjmaxを超えないように設定すること。

11)ローサイドMOSFETの消費電力

ローサイドMOSFETで消費される電力は、RDS(ON)による導通損失、ボディダイオードの導通損失、逆回 復損失により構成される。

RDS(ON)による導通損失は、式(23)を使って求める事ができ、以下の式(26)で表わされる。

Psat = IO² × RDS(ON) × (1-D) [W] (26) ボディダイオードの導通損失は、ハイサイドオフ、ローサイドオフ区間にボディダイオードが順方向に 導通する事によるもので、ボディダイオードの導通損失は以下の式(27)で表わされる。

Pdf = 2×IO×Vf×tdelay×fSW [W] (27) Vf: ボディダイオードの順方向電圧

Tdelay: SWノードが上昇する直前の遅延時間

以上からローサイドMOSFETの総消費電力は、以下の式(28)で表わされる。

Pls = Psat + Pdf [W] (28)

12)LV5768Vの消費電力

LV5768Vの消費電力は、MOSFETドライバ電流と入力電圧に大きく依存する。MOSFETドライバ電流は外付 けMOSFETの総ゲート電荷Qgに比例する。

LV5768Vの総消費電力は、ハイサイド、ローサイドに同一のMOSFETを選択したとすると以下の式(29)で 表わされる。

Pd_ic = (2 × Qg × fSW + ICCA) × VIN [W] (29) ICCAはスイッチング停止時のIC消費電流である。

●パターンレイアウトの留意点 C1: 入力コンデンサについて

DC-DCコンバータの入力コンデンサには、ICがスイッチングする事によりリップル電流が流れる。入力 コンデンサの実装パターンについては、MOSFETの近傍に配置しパターンによるインダクタンスが小さく なるようにすること。C1はICのVIN端子とQ1(ハイサイドFET－ドレイン)の近傍に接続すること。IC側に 設置が困難な場合は、Q1の近傍に配置すること。

C7(ICのVIN端子に接続するバイパスコンデンサ)は、VIN端子とGND端子間の近傍に接続すること。まれ に、バイパスコンデンサを接続するとVIN端子に激しいリンギングが生じる場合があるので、注意する こと。推奨は1000pFになる。

Q1,Q2(D1): 外付けFETについて

ハイ・ローサイド共にNch-MOSFETを用いて駆動させる。Q1は、ON/OFFに伴ってSWノードがVIN+とGND間 を遷移し、高周波ノイズが発生する。この時に周辺のパターンや素子に影響を及ぼす。ハイ・ローサイ ドのゲートとSWノードのパターンは、ICのHDRV,LDRV,SW端子と引き回さず、極力太く短くパターン配線 すること。HDRV,LDRV,SW端子の配線は、ノイズの影響を防ぐためGNDパターン配線を推奨する。

ハイサイドFETがONした場合は、VIN+(C1)→Q1→インダクタ(L)→C9→GNDの電流経路になる。ローサイ ドFETがONした場合は、Q2(D1)→インダクタ(L)→C9→GNDの電流経路になる。この電流経路の面積を小 さくする事と、パターン配線を太く短くする事でノイズの発生を抑える事が可能になり誤動作防止にも なる。そのため、Q1,Q2,D1,C1,C9は近傍に配置すること。

R5,C6: ILIM(過電流リミッタ設定端子)について

ILIM端子は、過電流を検出しIC内部の電流制限コンパレータが動作を始める設定ポイントになり過電流 リミッタは、ILIM端子とVIN間の抵抗で調整する。ILIM端子よりもSW端子電圧が低くなると電流制限コ ンパレータが動作してハイサイドMOSFETをオフさせる。この動作は、PWMパルス毎にリセットされる。

C6は、不要ノイズをフィルタするために設定抵抗とパラレルに接続すること(推奨は、1000pFになる)。

R5とC6の配置は、ICのVIN側の近傍に設置すること。VIN側から離れて設置すると、過電流ポイントの精 度が悪化する可能性がある。

小信号系: FB, COMP, EN, CBOOT, VDD, SS端子に接続する部品について

IC近傍で極力短い配線に接続した部品のGNDはICのGNDパターンと共通にすること。FBパターンは、イン ダクタやSWノード配線の下や近傍に配線しないこと。誤動作を引き起こす可能性があるので、さけてパ ターン配線をすること。

LV5768V-A

ON Semiconductor及びONのロゴは、Semiconductor Components Industries, LLC (SCILLC) 若しくはその子会社の米国及び/または他の国における登録商標です。SCILLCは特許、商 標、著作権、トレードシークレット(営業秘密)と他の知的所有権に対する権利を保有します。SCILLCの製品/特許の適用対象リストについては、以下のリンクからご覧い ただけます。www.onsemi.com/site/pdf/Patent-Marking.pdf. SCILLCは通告なしで、本書記載の製品の変更を行うことがあります。SCILLCは、いかなる特定の目 的 での製品の適合性について保証しておらず、また、お客様の製品において回路の応用や使用から生じた責任、特に、直接的、間接的、偶発的な損害に対して、いかなる 責任も負うことはできません。SCILLCデータシートや仕様書に示される可能性のある「標準的」パラメータは、アプリケーションによっては異なることもあり、

実際の性能も時間の経過により変化する可能性があります。「標準的」パラメータを含むすべての動作パラメータは、ご使用になるアプリケーションに応じて、お客様 の専門技術者において十分検証されるようお願い致します。SCILLCは、その特許権やその他の権利の下、いかなるライセンスも許諾しません。SCILLC製品は、人体への 外科的移植を目的とするシステムへの使用、生命維持を目的としたアプリケーション、また、SCILLC製品の不具合による死傷等の事故が起こり得るようなアプ リケーションなどへの使用を意図した設計はされておらず、また、これらを使用対象としておりません。お客様が、このような意図されたものではない、許可されてい ないアプリケーション用にSCILLC製品を購入または使用した場合、たとえ、SCILLCがその部品の設計または製造に関して過失があったと主張されたとしても、そのよう な意図せぬ使用、また未許可の使用に関連した死傷等から、直接、又は間接的に生じるすべてのクレーム、費用、損害、経費、および弁護士料などを、お客様の責任に おいて補償をお願いいたします。また、SCILLCとその役員、従業員、子会社、関連会社、代理店に対して、いかなる損害も与えないものとします。

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(参考訳)

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