テラヘルツ通信を実現する300GHz帯CMOS送信機モジュール

(1)

テラヘルツ通信を実現する

300 GHz

帯

CMOS

送信機モジュール

高野

恭弥

†a)

_天川

_修平

†

_片山

_光亮

†

_原

_紳介

††

吉田

毅

†

藤島

実

†

300 GHz CMOS Transmitter Module for Terahertz Communication

Kyoya TAKANO

†a)

, Shuhei AMAKAWA

†

, Kosuke KATAYAMA

†

, Shinsuke HARA

††

,

Takeshi YOSHIDA

†

, and Minoru FUJISHIMA

†

あらましテラヘルツ帯は広い周波数帯域が確保できることから，高速無線への適用が期待されている．ディジタル回路との混載が可能なシリコンCMOS 集積回路を用いて送受信機を実現することができれば，テラヘルツ無線通信の普及に貢献できると考えられる．本論文は，シリコンCMOS 集積回路技術を用いて著者らが実現した300 GHz CMOS 送信機モジュールについて報告する．この CMOS 送信機と市販のブロックダウンコンバータを用いた無線通信実験では，通信速度が48 Gb/s に達することが示される．キーワード送信機，無線通信，テラヘルツ，CMOS

1. まえがき

テラヘルツ帯の

190 GHz

から

320 GHz

には酸素

分子や水分子による吸収ピークがなく比較的大気中の

伝搬損失が小さいため，超広帯域を活用した高速無線

通信に適している

[1]

．

275 GHz

以上の周波数はこれ

までに割り当てが未定であり，

2019

年開催の

World

Radiocommunication Conference

で割り当てが議論

されることになっている．折しも，

2017

年には

252 ∼

325 GHz

の約

70 GHz

の帯域を利用して

100 Gb/s

の無線通信を目指す規格

IEEE 802.15.3d

が定めら

れ

[2]

，テラヘルツ帯を利用した高速無線通信実現へ

の気運が高まっている．この

300 GHz

付近の帯域

（

300 GHz

帯）の送信機は化合物半導体

[3]

∼

[16]

や光

デバイス

[17], [18]

を用いて実現されてきた．それは，

これらの技術では

300 GHz

の信号を直接発生させる

ことができるからである．一方，

CMOS

プロセスで

は，先端プロセスでもトランジスタの最大発振周波数

†_{広島大学先端物質科学研究科，東広島市}

Graduate School of Advanced Sciences of Matter, Hiroshima University, 1–3–1 Kagamiyama, Higashihiroshima-shi, 739– 8530 Japan

††_{情報通信研究機構未来}ICT研究所，小金井市

Advanced ICT Device Lab, National Institute of Information and Communications Technology, 4–2–1 Nukui-Kitamachi, Koganei-shi, 184–8795 Japan a) E-mail: [email protected]

（

f

max

）が

300 GHz

に満たないか，

300 GHz

をわず

かに上回る程度であるため，

300 GHz

の信号を直接発

生させることができない．しかしながら，

CMOS

プ

ロセスはアナログ回路とディジタル回路との混載が可

能であり，また，量産に適しているといった利点があ

るため，

300 GHz

帯通信の実用化のためには

CMOS

プロセスを用いて

300 GHz

帯送信機を実現すること

が望ましい．そこで我々は，

2016

年に電力増幅器を

用いることなく高い出力電力を有し，これまで困難で

あった高度な変調方式が利用可能な送信機を実現し，

40 nm CMOS

プロセスを用いて

32 QAM

（直角位相

振幅変調）の変調方式で

30 Gb/s

の通信速度をもつ

300 GHz CMOS

送信機を達成した

[19]

∼

[22]

．更に

2017

年には，新たな構成の

300 GHz CMOS

送信機

を用い，単一チャネルで

32 QAM

，

105 Gb/s

の通信

速度を達成した

[23]

．また，

CMOS

送信機をモジュー

ル化し，受信機にブロックダウンコンバータを用いる

ことにより，

5 cm

の距離で

16 QAM

，

48 Gb/s

の通

信速度を達成した

[24]

．更に，無線通信性能を比較評

価するための評価指標を提案した

[20], [25], [26]

．本論

文では

300 GHz CMOS

送信機モジュールに用いら

れている技術やその性能について報告する．次章で

300 GHz CMOS

送信機の構成について説明し，

3. で

モジュール化に必要な導波管変換器について説明する．

また，

4. では無線送受信機の性能指標について説明す

(2)

る．

5. では

300 GHz CMOS

送信機モジュールの測

定結果について述べ，これまでに報告されているテラ

ヘルツ無線送受信機と性能比較を行う．最後に

6. で

結論とする．

2. 300 GHz CMOS

送信機

図

1 に

300 GHz CMOS

送信機の回路構成を示す．

送信機は，イメージ抑圧用のフィルタ付きアップコン

バージョンミキサと，不要波を打ち消し，出力電力を

増加させるダブルバランスドスクエアミキサによって

構成される

[23]

．

2. 1

アップコンバージョンミキサ

送信機の初段にあるアップコンバージョンミキサは，

出力中間周波数信号（

IF

）側の整合回路に帯域通過

特性をもたせることにより，イメージ抑圧を実現して

いる

[23]

．図

2 にアップコンバージョンミキサの構成

と回路図を示す．アップコンバージョンミキサのコア

部分は

nMOSFET

によって構成され，入力

IF

信号

（

v

IF1

）はソースから，

LO

信号（

v

LO

）はゲートから

入力され，ドレインから出力

IF

信号（

v

IF2

）が出力さ

れる．整合回路はショートスタブとキャパシタによっ

て構成され，帯域通過特性をもつ．図

3 にアップコン

バージョンミキサの出力信号スペクトルと，出力

IF

側

図 1 300 GHz CMOS送信機の回路構成図 2 アップコンバージョンミキサの (a) 構成と (b) 回路図

整合回路の帯域通過特性の関係を示す．イメージが帯

域通過フィルタの帯域外になるように入力

IF

周波数

（

f

IF1

）を設定することにより，イメージ信号を抑圧す

ることができる．図

4 に，アップコンバージョンミキ

サの入力

IF

信号周波数と，出力信号の上側波帯と下

側波帯電力の関係のシミュレーション結果を示す．

LO

信号の周波数は

135 GHz

，電力は

5 dBm

，入力

IF

信

号電力は

0 dBm

である．入力

IF

周波数が

15 GHz

の

ときのイメージ抑圧比はおよそ

8 dB

であった．

2. 2

スクエアミキサ

スクエアミキサは

2 次の非線形性を利用した高調波

ミキサである

[23], [25]

．図

5 にスクエアミキサの回路

図を示す．入力信号は

v

LO

+ v

IF2

であり，出力信号は

nMOSFET

によって

2 乗されるため，

(v

LO

+ v

IF2

)

2

となる．展開すると

v

LO2

，

v

IF22

，

2v

LO

· v

IF2

の三つ

の信号成分が得られ，

v

LO2

と

v

IF22

が不要波であり，

図 3 アップコンバージョンミキサの出力信号スペクトルと，IF 信号出力側整合回路の帯域通過特性の関係図 4 アップコンバージョンミキサの入力 IF 信号周波数と，出力信号の上側波帯と下側波帯電力の関係のシミュレーション結果図 5 スクエアミキサの回路図

(3)

2v

LO

· v

IF2

のみを取り出すことによって線形な特性

をもつ周波数変換が可能となる．図

6 にスクエアミキ

サと

3 次の非線形性を用いたキュービックミキサ

[21]

の出力電力のシミュレーションによる比較を示す．ス

クエアミキサの入力

IF

信号周波数（

f

IF2

）と

LO

信

号周波数（

f

LO

）はそれぞれ

151 GHz

と

150 GHz

で

あり，キュービックミキサの

f

IF2

と

f

LO

はそれぞ

れ

101 GHz

と

100 GHz

であり，出力信号の上側波

帯（

RF

）の周波数は両者とも

301 GHz

である．また，

LO

信号の入力電力は両者とも

0 dBm

である．図

6 から，入力

IF

電力が

0 dBm

のとき，スクエアミキサ

の出力

RF

電力は

−5.5 dBm

であり，キュービックミ

キサの出力

RF

電力は

−15.7 dBm

であった．つまり，

このときスクエアミキサの方がキュービックミキサよ

りも

10 dB

ほど高い出力電力を得ることができる．

2. 3

ダブルバランスドスクエアミキサ

上述したように，スクエアミキサは

v

LO2

と

v

IF22

の二つの不要波を生じる．この問題を解決するため

に，ダブルバランスドミキサの構成をスクエアミキ

サに適用したダブルバランスドスクエアミキサを用

いる．図

7 にダブルバランスドスクエアミキサの構

成を示す．図

7 下側の四つの

nMOSFET

は

2. 1

の

図 6 スクエアミキサとキュービックミキサの出力電力のシミュレーションによる比較図 7 ダブルバランスドスクエアミキサの構成

アップコンバージョンミキサを二つ並べた構成を成し

ており，図

7 の

1 番左側の

nMOSFET

では

LO

信号

（

v

LO

）が

IF1

信号（

v

IF1

）によって変調されて

IF2

信

号（

v

IF2

= v

LO

· v

IF1

）が出力されるとともに，

IF1

信号入力側に存在する

DC

オフセットによって

LO

信

号も出力される（

v

LO

+ v

IF2

）

．同様にして得られた四

つの信号，

v

LO

+ v

IF2

，

−v

LO

− v

IF2

，

−v

LO

+ v

IF2

，

v

LO

− v

IF2

は，それぞれスクエアミキサに入力され，

v

LO2

+v

IF22

+2v

LO

·v

IF2

と

v

LO2

+v

IF22

−2v

LO

·v

IF2

の信号が得られる．ここで，

v

LO2

と

v

IF22

が不要波で

あり，

v

LO

·v

IF2

が所望波である．四つのスクエアミキサ

から出力される所望波は位相が正相と逆相の

2 種類存在

するのに対し，不要波はスクエアミキサの

2 乗特性によ

り正相のみである．そのため，

v

LO2

+v

IF22

+2v

LO

·v

IF2

と

v

LO2

+ v

IF22

− 2v

LO

· v

IF2

を減算器で引き算する

ことにより不要波のみを打ち消し，所望波のみを得る

ことができる．

3. モジュール化

300 GHz

帯ではオンチップアンテナの損失が大き

いため，外付けアンテナの利用が望ましい．本研究で

は損失が小さく，アンテナ利得の大きなホーンアンテ

ナを使用する．

CMOS

チップとホーンアンテナを接

続するためには，

CMOS

チップ上のアルミパッドか

ら出力される

300 GHz RF

信号をホーンアンテナの

導波管に入力する必要がある．そのためには，

RF

信

号のモードを疑似

TEM

モードから

TE

10

モードに変

換する導波管変換器が必要となる．本研究では，安価

図 8 (a)送信機モジュール用基板の構造と (b) 導波管変換器構造の拡大図，(c) CMOS チップとの接続部の上面図

(4)

な多層ガラスエポキシプリント基板（

PCB

）を用い

た導波管変換器を実現する

[24]

．図

8 (a)

に送信機モ

ジュール用基板の構造を示す．

PCB

上に

CMOS

チッ

プをフリップチップボンディング技術を用いて接続し，

更にその上から導波管フランジを被せることによって

ホーンアンテナと接続する．差動

IF

と

LO

は

PCB

に接続した同軸コネクタから入力し，

PCB

上に構成

したグランデッドコプレーナ線路（

GCPW

）を介し

て

CMOS

チップに入力する．図

8 (b)

に導波管変換

器構造の拡大図を，図

8 (c)

に

CMOS

チップとの接

続部の上面図を示す．

CMOS

チップから出力された

RF

信号は金バンプを介して

PCB

上の

GCPW

に入

力され，

PCB

の金属層

4 層を用いて形成された矩形

プローブとバックショート構造によって，

PCB

上部

に設置された導波管に出力される．電磁界シミュレー

タによって得られた導波管変換器の挿入損失はおよそ

0.2 dB

であり，実測によって得られた伝送損失はおよ

そ

8 dB

である

[24]

．そのため，伝送損失のほとんど

がミスマッチによる損失であると考えられる．

4. 無線通信機の性能指標

無線送受信機の性能を他の無線送受信機のものと比

較する場合，伝送速度や変調方式，アンテナ利得，許

容ビットエラーレート，伝送距離等の伝送条件が異な

り，単純に比較することができない．そこで，伝送条

件によらず無線送受信機の性能を評価できる性能評価

図 9 無線送受信機のレベルダイヤグラムと記号の定義

指標（

FoM

）を提案する

[20], [25], [26]

．図

9 に無線送

受信機のレベルダイヤグラムと，

FoM

導出に用いる

記号の定義を示す．

受信機出力に必要な信号対雑音比（

SNR

OUT

）は次

のように書ける．

SNR

OUT

=

P

r

BW

· N

p

· NF

(1)

式

(1)

とフリスの伝達公式から，

P

t

=

P

r

T

r

=

_4πd

λ

2

_BW

_{· SNR}

OUT

· N

p

· NF

G

t

G

r

(2)

の関係が得られる．信号帯域

BW

がシンボルレート

r

s

に等しいと仮定し，

FoM

を以下の式で定義する．

FoM

_4πd

eﬀ

λ

2

N

p

· r

s

=

P

t

NF

[W]

(3)

ここで，

d

eﬀ

を実効距離とし，

d

eﬀ

d

SNR

OUT

G

t

G

r

(4)

と定義する．式

(3)

は電力の次元をもち，受信機の雑

音指数が

1 のときに所望の通信速度を実現するのに必

要な送信電力に等しく，

FoM

が大きいほど無線通信機

の性能が優れていることを示す．これにより，伝送条

件によらずに無線通信機の性能比較が可能となる．

5. 性能評価

まず初めにモジュール化する前の

300 GHz CMOS

送信機の性能を示す．送信機チップは

40 nm CMOS

プロセスを用いて試作された．チップ写真を図

10 に

示す．チップサイズは

1880 μm × 2760 μm

である．

図

11 に測定系のブロック図と写真を示す．測定には

図 10 送信機のチップ写真

(5)

RF

プローブを用い，受信機として用いたブロックダ

ウンコンバータ（

Virginia Diodes, Inc VDI-WR3.4

MIXAMC

）の入力に

RF

プローブの出力を直結する

図 11 送信機チップの測定系の (a) ブロック図と (b) 写真図 12 入力 IF 信号として (a) 32 QAM，105 Gb/s の変調信号と，(b) 128 QAM，24.64 Gb/s の変調信号を 6 チャネルに分けて入力したときの出力 RF スペクトル表 1 テラヘルツ無線通信機の性能比較

ことにより性能評価を行った．図

12 ，図

13 に，入

力

IF

信号として

32 QAM

，

105 Gb/s

の変調信号と，

128 QAM

，

24.64Gb/s

の変調信号を

6 チャネルに分

けて入力したときの，出力

RF

スペクトルとコンス

タレーションの測定結果をそれぞれ示す．図

12 から，

LO

リークがノイズフロア以下に抑えられており，イ

メージも

RF

に比べて抑圧されていることが分かる．

また図

13 により，単一チャネルで

105 Gb/s

，

6 チャネ

ルに分けた場合に

1 チャネル当たり

24.64 Gb/s

の通

信速度が達成できていることが分かる．表

1 に，本研

究の送信機と，近年報告された化合物半導体とシリコ

ン半導体を用いたテラヘルツ送信機の性能比較を示す．

次に，

300 GHz CMOS

送信機モジュールを送信機

に，ブロックダウンコンバータ（

Virginia Diodes, Inc

VDI-WR3.4 MIXAMC

）を受信機に用いた無線送受

信機の性能を示す．図

14 に試作した送信機モジュール

の写真を示す．まず，アンテナを取り外し，送信機モ

ジュールと受信機を直結して送信機モジュールの特性

を評価した．図

15 (a)

に入力

IF

電力を変化させたと

きの出力電力の変化を，図

15 (b)

に

RF

周波数を変化

させたときの出力

RF

電力の変化を示す．

LO

電力は

6 dBm

，

IF

周波数は

1 GHz

であり，図

15 (a)

の

LO

図 13 送信機チップの通信性能

(6)

図 14 300 GHz CMOS送信機モジュールの写真図 15 送信機モジュールの特性．(a) 入出力特性，(b) 周波数特性図 16 送信機モジュールとブロックダウンコンバータを用いた無線通信機の測定系写真

周波数は

48.5 GHz

，図

14 (b)

の入力

IF

電力

4 dBm

である．所望波の最大出力電力は

−13.5 dBm

であっ

た．送信機チップの最大出力電力が

−5.5 dBm

である

ため，モジュール化による損失は

8 dB

である．次に，

無線通信性能を評価した．図

16 に測定系の写真を示

す．受信機には上述のブロックダウンコンバータを用

い，送受信機のアンテナにはアンテナ利得が

24 dBi

のホーンアンテナをそれぞれ用いた．図

17 に通信距

離を変えたときの

EVM

の変化を変調方式や，シンボ

ルレートを変えて測定した結果を示す．

16 QAM

の変

調方式を用いたときに，

5 cm

の距離で

48 Gb/s

の通

信速度を達成し，そのときのビット誤り率（

BER

）は

図 17 送信機モジュールとブロックダウンコンバータを用いた無線通信機の通信距離を変えたときの EVM の変化図 18 テラヘルツ無線通信機の性能比較．横軸（実効距離）は式 (4) を波長λ で規格化した値

およそ

10

−4

であった．表

1 と図

18 に本研究の送信機

モジュールとブロックダウンコンバータを用いた無線

通信機と，近年報告された

CMOS

，化合物半導体や光

デバイスで構成されたテラヘルツ無線通信機との性能

比較を示す．図

18 の斜めの点線は等

FoM

線である．

本研究の送信機モジュールとブロックダウンコンバー

タを用いた無線通信機は，近年報告された化合物半導

体や光デバイスだけで構成されたテラヘルツ無線通信

機と比較しても遜色のない性能をもつことが分かる．

6. むすび

本論文では，

300 GHz CMOS

送信機モジュールに

用いられている技術やその性能について報告した．送

信機チップでは，イメージ抑圧用のフィルタ付きアッ

プコンバージョンミキサや，不要波を除去して出力電

(7)

力を増加させるダブルバランスドスクエアミキサを実

現した．モジュール化では，多層

PCB

上に構成する

導波管変換器を実現した．本研究の

CMOS

送信機と

ブロックダウンコンバータを用いた受信機による無線

通信実験では，

5 cm

の距離，

16 QAM

の変調方式で，

48 Gb/s

の通信速度を達成した．本研究の無線通信機

の性能と近年報告されたテラヘルツ無線通信機の性能

を，提案した

FoM

を用いて比較した結果，化合物半

導体や光デバイスだけで構成されたテラヘルツ無線通

信機と遜色のない性能を有していることが示された．

CMOS

プロセスを用いてテラヘルツ送信機が実現で

きることが示されたことにより，テラヘルツ通信の実

用化が促進されるものと期待される．

謝辞本研究は，総務省電波利用料制度，電波資源

拡大のための研究開発「テラヘルツ波デバイス基盤

技術の研究開発

—300 GHz

帯シリコン半導体

CMOS

トランシーバー技術

—

」の一環として行われたもので

ある．

文

献

[1] P. Baron, J. Mendrok, Y. Kasai, S. Ochiai, T. Seta, K. Sagi, K. Suzuki, H. Sagawa, and J. Urban, “AMATERASU: Model for atmospheric terahertz ra-diation analysis and simulation,” J. National Insti-tute of Information and Communications Technology, vol.55, no.1, pp.109–121, 2018.

[2] “IEEE Standard for High Data Rate Wireless Multi-Media Networks Amendment 2: 100 Gb/s Wireless Switched Point-to-Point Physical Layer,” IEEE Std 802.15.3d-2017 (Amendment to IEEE Std 802.15.3-2016 as amended by IEEE Std 802.15.3e-2017), pp.1– 55, Oct. 2017.

[3] H.-J. Song, J.-Y. Kim, K. Ajito, N. Kukutsu, and M. Yaita, “50-Gb/s direct conversion QPSK modu-lator and demodumodu-lator MMICs for terahertz commu-nications at 300 GHz,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.62, no.3, pp.600–609, March 2014. [4] C. Jastrow, S. Priebe, B. Spitschan, J. Hartmann,

M. Jacob, T. K¨urner, T. Schrader, and T. Kleine-Ostmann, “Wireless digital data transmission at 300 GHz,” Electron. Lett., vol.46, no.9, pp.661–663, April 2010.

[5] H. Hamada, T. Fujimura, I. Abdo, K. Okada, H.-J. Song, H. Sugiyama, H. Matsuzaki, and H. Nosaka, “300-GHz, 100-Gb/s InP-HEMT wireless transceiver using a 300-GHz fundamental mixer,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium, pp.1480–1483, Aug. 2018.

[6] F. Boes, T. Messinger, J. Antes, D. Meier, A. Tessmann, A. Inam, and I. Kallfass, “Ultra-broadband MMIC-based wireless link at 240 GHz

enabled by 64 GS/s DAC,” Proc. 9th International Conference on Infrared, Millimeter, and Terahertz Waves, pp.1–2, Sept. 2014.

[7] I. Kallfass, F. Boes, T. Messinger, J. Antes, A. Inam, U. Lewark, A. Tessmann, and R. Henneberger, “64 Gbit/s transmission over 850 m ﬁxed wireless link at 240 GHz carrier frequency,” J. Infrared, Millime-ter, and Terahertz Waves, vol.36, no.2, pp.221–233, Feb. 2015.

[8] P. Rodriguez-Vazquez, J. Grzyb, B. Heinemann, and U.R. Pfeiﬀer, “Performance evaluation of a 32-QAM 1-meter wireless link operating at 220–260 GHz with a data-rate of 90 Gbps,” Proc. 48th European Mi-crowave Conference, pp.1389–1392, Sept. 2018. [9] P. Rodriguez-Vazquez, J. Grzyb, N. Sarmah, B.

Heinemann, and U.R. Pfeiﬀer, “A 65 Gbps QPSK one meter wireless link operating at a 225-255 GHz tunable carrier in a SiGe HBT technology,” Proc. Ra-dio and Wireless Week Conference, pp.146–356, Jan. 2018.

[10] N. Sarmah, J. Grzyb, K. Statnikov, S. Malz, P.R. Vazquez, W. F¨oerster, B. Heinemann, and U.R. Pfeiﬀer, “A fully integrated 240-GHz direct-conversion quadrature transmitter and receiver chipset in SiGe technology,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.64, no.2, pp.562–574, Feb. 2016. [11] M.H. Eissa, A. Malignaggi, R. Wang, M. Elkhouly,

K. Schmalz, A.C. Ulusoy, and D. Kissinger, “Wide-band 240-GHz transmitter and receiver in BiCMOS technology with 25-Gbit/s data rate,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.53, no.9, pp.2532–2542, June 2018. [12] S. Hu, Y.-Z. Xiong, B. Zhang, L. Wang, T.-G. Lim, M. Je, and M. Madihian, “A SiGe BiCMOS trans-mitter/receiver chipset with on-chip SIW antennas for terahertz applications,” IEEE J. Solid-State Cir-cuits, vol.47, no.11, pp.2654–2664, Nov. 2012. [13] Z. Wang, P.-Y. Chiang, P. Nazari, C.-C. Wang, Z.

Chen, and P. Heydari, “A CMOS 210-GHz funda-mental transceiver with OOK modulation,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.49, no.3, pp.564–580, March 2014.

[14] S. Kang, S.V. Thyagarajan, and A.M. Niknejad, “A 240GHz wideband QPSK transmitter in 65nm CMOS,” Proc. IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, pp.353–356, June 2014. [15] I. Kallfass, I. Dan, S. Rey, P. Harati, J. Antes,

A. Tessmann, S. Wagner, M. Kuri, R. Weber, H. Massler, A. Leuther, T. Merkle, and T. T¨urner, “To-wards MMIC-based 300 GHz indoor wireless commu-nication systems,” IEICE Trans. Electron., vol.E98-C, no.12, pp.1081–1090, Dec. 2015.

[16] C. Wang, B. Lu, C. Lin, Q. Chen, L. Miao, X. Deng, and J. Zhang, “0.34-THz wireless link based on high-order modulation for future wireless local area net-work applications,” IEEE Trans. Terahertz Science

(8)

and Technology, vol.4, no.1, pp.75–85, Jan. 2014. [17] T. Nagatsuma, Y. Fujita, Y. Yasuda, Y. Kanai, S.

Hisatake, M. Fujiwara, and J. Kani, “Real-time 100-Gbit/s QPSK transmission using photonics-based 300-GHz-band wireless link,” IEEE Microw. Photon-ics, pp.27–30, Oct. 2016.

[18] T. Nagatsuma, K. Oogimoto, Y. Yasuda, Y. Fujita, Y. Inubushi, S. Hisatake, A.M. Agoues, and G.C. Lopez, “300-GHz-band wireless transmission at 50 Gbit/s over 100 meters,” 41st Infrared, Millimeter, Terahertz Waves, Sept. 2016.

[19] K. Katayama, K. Takano, S. Amakawa, S. Hara, A. Kasamatsu, K. Mizuno, K. Takahashi, T. Yoshida, and M. Fujishima, “A 300GHz 40nm CMOS trans-mitter with 32-QAM 17.5Gb/s/ch capability over 6 channels,” Proc. IEEE International Solid-State Cir-cuits Conference, pp.342–343, Feb. 2016.

[20] K. Takano, K. Katayama, S. Amakawa, T. Yoshida, and M. Fujishima, “Wireless digital data transmis-sion from a 300 GHz CMOS transmitter,” Electron. Lett., vol.52, no.15, pp.1353–1355, July 2016. [21] K. Katayama, K. Takano, S. Amakawa, S. Hara, A.

Kasamatsu, K. Mizuno, K. Takahashi, T. Yoshida, and M. Fujishima, “A 300 GHz CMOS transmitter with 32-QAM 17.5 Gb/s/ch capability over six chan-nels,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.51, no.12, pp.3037–3048, Dec. 2016.

[22] M. Fujishima, “(Invited) 300GHz CMOS wire-less communication with 32 quadrature-amplitude-modulation capability,” ECS Trans., vol.72, no.3, pp.105–111, April 2016.

[23] K. Takano, S. Amakawa, K. Katayama, S. Hara, R. Dong, A. Kasamatsu, I. Hosako, K. Mizuno, K. Takahashi, T. Yoshida, and M. Fujishima, “A 105Gb/s 300GHz CMOS transmitter,” Digest of Technical Papers IEEE International Solid-State Cir-cuits Conference, pp.308–309, Feb. 2017.

[24] K. Takano, K. Katayama, S. Hara, R. Dong, K. Mizuno, K. Takahashi, A. Kasamatsu, T. Yoshida, S. Amakawa, and M. Fujishima, “300-GHz CMOS transmitter module with built-in waveguide transi-tion on a multilayered glass epoxy PCB,” IEEE Ra-dio and Wireless Symposium, pp.154–156, Jan. 2018. [25] K. Takano, K. Katayama, S. Amakawa, T. Yoshida, and M. Fujishima, “56-Gbit/s 16-QAM wire-less link with 300-GHz-band CMOS transmitter,” IEEE MTT-S International Microwave Symposium, pp.793–796, June 2017.

[26] K. Takano, S. Amakawa, T. Yoshida, and M. Fujishima, “A ﬁgure of merit for terahertz transceiver modules,” Vietnam Japan Microwave 2017 Confer-ence, June 2017. （2019 年 2 月 13 日受付，6 月 23 日再受付， 11月 13 日公開）

高野恭弥（正員）

2006東京大学・工卒．2012 同大大学院博士課程了．同年広島大・先端・特任助教． 2018東京理科大学・理工・助教．現在，ミリ波・テラヘルツ回路の研究に従事．博士（工学）．

天川修平（正員）

1995東京大学・工卒．2001 同大大学院博士課程了．2010 広島大学・先端・准教授．現在，高周波回路の研究に従事．博士（工学）．

片山光亮（正員）

1997法政大学・工卒．1999 広島大大学院博士課程了．2017 早稲田大学・理工・講師．現在，高周波回路の研究に従事．博士（工学）．

原

紳介（正員）

2000東京理科大学・理卒．2005 同大大学院博士課程了．2013 情報通信研究機構・主任研究員．現在，ミリ波・テラヘルツ回路の研究に従事．博士（理学）．

吉田

毅（正員）

1994広島大学・工卒．2004 同大大学院博士課程了．2011 広島大学・先端・准教授．現在，アナログ回路の研究に従事．博士（工学）．

藤島

実（正員：フェロー）

1988東京大学・工卒．1993 同大大学院博士課程了．2009 広島大学・先端・教授．現在，ミリ波，テラヘルツ領域の超高周波集積回路の研究に従事．博士（工学）．

テラヘルツ通信を実現する300GHz帯CMOS送信機モジュール