第５章 半波型 SIDO 共振電源
5.1 半波型共振電源
スイッチング電源では小型・軽量・高効率化が望まれ、クロック信号の高周 波数化による LC 部品の小型化が進められている。しかし、スイッチング周波 数の高速化に伴い、半導体のスイッチングロスが大きくなり高効率化の妨げに なっている。この対策の一方式としてソフトスイッチングが知られているが、
一般的な降圧型電源における電圧共振型電源では、効率改善の効果が小さく、
また共振信号の高電圧による高耐圧半導体スイッチ素子が必要であるなどの 問題点があった。
そこでツエナー・ダイオードにより、共振電圧を 50V 以下に抑えることがで きるクランプ方式を検討した。半波型の電圧共振ソフトスイッチング電源に対 して、諸特性にも問題のないことを確認する。
図 5.1.1 半波型電圧共振電源 図 5.1.2 主要共振波形
半波型電圧共振電源は還流ダイオードと直列に 共振インダクタ、スイッチと 並列に 共振コンデンサで構成した。
Vr = Vi の検出で、SAW 信号をﾘｾｯﾄ/ｽﾀｰﾄ ⇒ SW=ON になる
【特徴】 共振条件： Vi＞Io・Zr ：出力電圧に依存しない 共振周波数：Fr= １／2π√(Lr・Cr)
作説明
ステージ０：
・PWM=「H」：SW=ON のとき
・Vr = Vi、 Do = OFF ⇒ Ir = 0、 IL ：増加中
図 5.1.3 半波型電圧共振電源 図 5.1.4 主要共振波形
ステージ１：
・Vo＜Vref ⇒ PWM=「L」に反転 ⇒ SW=OFF
・Cr ・Lr は共振状態とない、Vr は大きく低下 (Vr ＜ 0V) ・Vr が負ピークより戻り、Vr=Vi の検出で
SAW 信号をリセットし、PWM=「H」に反転
図 5.1.5 半波型電圧共振電源 図 5.1.6 主要共振波形
ステージ２：
・PWM=「H」により、SW=ON ⇒ Vr = Vi により ZVS を実現
・IL は増加に転じ、Ir は減尐に転じる ⇒ 遂に Ir = 0 A に達する ・Do=OFF となるが、Vr=Vi ＞ Vo より、 IL は増加し続ける
図 5.1.7 半波型電圧共振電源 図 5.1.8 主要共振波形
ステージ３
・ IL の増加により、Vo ＞ Vref となり
・PWM=「L」 に転じ、SW = OFF ⇒ ステージ１ に戻る Db の働き：Vr=Vi の検出遅れ時に、Vr－Vi = Vf を保持
図 5.1.9 半波型電圧共振電源 図 5.1.10 主要共振波形
シミュレーション条件
・Vi=10V, Vo=5V, Io=0.25A Lr=20uH, Cr=100pF
共振波形
・Fop = 454 kHz
・Vr =－120V, Ir = 500mA 高耐圧 MOS が必要
図 5.1.1 主要共振波形
図 5.1.12 共振電流
図 5.1.13 シミュレーション波形
回路条件は表 5.1.1 でありここで、負荷電流は Io=0.25A であり、共振電圧は Vr=＋120V とやや低めであり、共振電流 Ir、Id の振幅は 2･Io=0.5A に達する。
動作周波数は、Fo=0.38 MHz である。
表 5.1.1 電圧共振型電源の回路条件 Vi 10 V Lo 50 uH Vo 5.0 V Co 200 uF Io 0.25 A Lr 20 uH Fo 0.38 MHz* Cr 100 pF
電圧モード共振型電源の課題の一つに、高電圧共振電圧があげられる。そこ で、共振電圧を低く抑える方式として、図 5.1.2 のツェナーによるクランプ回 路を開発した。クランプ回路付き共振電源の波形を、図 5.1.3 のように示す。
図 5.1.2 ツェナーによるクランプ回路
200mA
35A
図5.1.3 クランプ回路付き電源の動作波形
クランプ回路の追加により、図 5.1.3 のように共振波形が変化するとともに、
共振周期も変化する。図 5.1.4 に、負荷電流 Io に対する制御周期 To の変化を 示す。同図において、Tfw, Thw は半波型のクランプ付き、Tfo, Tho は同じく クランプ無しの特性である。クランプの有無による両者の差は見られないこと が確認できる。また、クランプ回路の有無による両者の関係には線形性が認め られ、クランプ付き電源の周期は無しの周期の約 0.67～0.77 倍となっている
図 5.1.4 負荷電流 対 制御周波数の関係
一方、負荷電流 Io の変化に対する出力電圧 Vo の応答特性を図 5.1.5 に示 す。定常出力電圧リプルは、両者ともに 3mVpp 程度であり、出力電流変化⊿
Io=0.25A に対するオーバー／アンダー・シュートは 25mV と、出力電圧の 0.5%
程度である。
図5.1.5 出力電圧の負荷応答特性
5.2 半波型 SIDO 共振電源
共振型電源は、従来電源に共振用の Lr と Cr を追加することにより実現さ れる。これらの LrCr は集積化が困難であり、多重電源システムでは小型化に 課題であった。そこで、これまで提案してきた単インダクタ２出力 SIDO 電源 の適用を検討した。図 5.2.1 に降圧型 SIDO 電源の構成を示す。同図において、
パワーステージ部は図 5.1.１と同様であり、その出力端に２個のサブ電源 V1，
V2 を接続している。サブ電源の切換え制御方式は、これまで提案している Exclusive 方式 1) であり、出力誤差電圧の大きさを比較して、次の周期に制 御すべきサブ電源を選定する。図 5.1.1１と同様に、Vr と Vd を比較すること により SAW 発生器をリセット／スタートさせ、PWM 信号を"H"に反転させる。
この PWM 信号の立上り端で、選択信号 SEL を設定する。
time/mSecs 200uSecs/div
3.6 3.8 4 4.2 4.4 4.6 4.8 5 5.2 5.4
V
4.97 4.98 4.99 5 5.01 5.02 5.03
10A
クランプ無：Tfo, クラン
With Clam
図 5.2.1 降圧型電圧共振 SIDO 電源の構成
図 5.2.2 に、半波型 SIDO 共振電源のシミュレーション波形を、図 5.2.3 に 過渡応答特性を示す。図 10 において、出力電圧は 6.0V, 5.0V とし、出力電 流は定常時に I1=0.50A、I2=0.25A と２倍に設定した。この結果、SEL 信号の デューティ比は 2:1 となり、電流比にほぼ比例することが分かる。一方、図 5.2.3 の出力電圧では、過渡応答特性でもオーバー／アンダー・シュートとも に 5mV 以下と小さい。
図 5.2.2 半波型 SIDO 電源のシミュレーション結果
Withou t 13mV
12mV S AW
S W1
S W2
Vi
O P Amp.
2
⊿V1
⊿V2
S E L
COMP1
COMP2
V r V d
COMP3
V
2.5 3 3.5 4 4.5 5
time/mSecs 5uSecs/div
4.435 4.44 4.445 4.45 4.455 4.46 4.465 4.47
IL / mA
Y2
550 600 650 700 750 800 850
Vr / V
Y1
-0 10 20 30 40 50
O P A m p . 1
Power Stage
S EL V 1=
5 V S E L
40
図 5.2.3 半波型 SIDO 電源の過渡応答特性
ソフトスイッチング電源は効率改善に効果的であるが、電圧共振型電源では 高電圧となり、スイッチング素子の高耐圧化が必要となる欠点があった。この 共振電圧をツェナーによるクランプ回路で 50V 程度に抑えることができた。応 答特性にも問題なく、負荷電流変化 0.25A に対して、シュート電圧は 15mV 以 下と小さいことを確認した。更に共振 LC を削減すべく、SIDO 電源の動作・性 能を確認した。
6．結言
本論文は降圧スイッチング電源の基礎知識を説明した。そして提案した出力 電圧可変型降圧電源動作原理を説明し、従来モータ駆動システムを比べて、出 力電圧可変型降圧電源、DC280V からの降圧形電源具体的に説明した。そして、
重点としてモータ駆動システムの効率を改善するため方式を提案した。新方式 ダイレクト制御出力電圧可変型 AC-DC 電源を設計し、シミュレーション結果よ り分析し、実装して提案を実現する。最後に電圧共振方式の SIDO 電源化を検 討して、これから、モータ駆動用電源を他の制御方式を用いた回路にも試す。
そしてモータ駆動を含めて、１％の効率改善。効率９０％以上の降圧形スイッ チング電源の開発を努力する。
Vo1 / V
4.97 4.98 4.99 5 5.01 5.02 5.03
VO2 / V
4 4.01 4.02 4.03
V r
Vo1 / V
4.97 4.98 4.99 5 5.01 5.02 5.03
time/mSecs 1mSecs/div
5 6 7 8 9
VO2 / V
3.97 3.98 3.99 4 4.01 4.02
4.03 IL
V 2 = 4 V
[ ms]
5 m V
謝辞
本研究を進めるに当たり、御指導・御鞭撻を頂きました小山工業高等専門学 校 小堀康功教授、群馬大学大学院理工学府 小林春夫教授に心より謝意を表 します。
また、研究室でお世話になった石川信宣技術補佐員に感謝いたします。留学 生活をサポートしていただいた学生支援課の方と研究室の先輩たち及び小林 研究室、高井研究室の皆様に感謝いたします。
参考文献
[1] 荒船拓也・小堀康功・須永祥希・王太峰・築地伸和・高井伸和・小林春夫
「通信機器用スイッチング電源に用いるノッチ特性を有するスペクトラム 拡散技術」 平成 28 年度 電気学会 産業応用部門大会 (JIASC2016), 1-60, 群馬大学 荒牧キャンパス(2016 年 8 月 31 日)
[2] 深谷太詞, 小堀康功, 荒船拓也, 築地伸和, 小林春夫
「スイッチング電源におけるノッチ特性を有するスペクトラム拡散」
電気学会 電子回路研究会 ECT-16-068, 富山 (2016 年 10 月 6 日) [3] 小堀康功, 落合伸弥, 金谷浩太郎, 高井伸和, 築地伸和, 小林春夫,
「擬似アナログノイズを用いたスペクトラム拡散よるスイッチング電源の EMI 低減化」（2012 年 9 月）
[4] 荒船 拓也, 築地伸和, 浅見幸司, 小堀 康功, 小林 春夫「パルスコーデ ィング制御スイッチング電源における 周波数可変のノッチ特性を有するス ペクトラム拡散」 電子情報通信学会 環境電磁工学研究会(EMCJ) 、機械振 興会館 (2016 年 11 月 25 日）
[5] Yasunori Kobori, Taifeng Wang, Nobukazu Tsukiji, Nobukazu Takai, Haruo Kobayashi, “EMI Reduction by Analog Noise Spread Spectrum In New Ripple Controlled Converter”, IEEE 11th International Conference on ASIC, Chengdu, China (Nov. 3-6, 2015).
[6] 内藤直也、小堀康功, 築地伸和、小林春夫 「DC-DC スイッチング電源に おけるソフトスイッチング及び低コスト技術の研究」電子情報通信学会 回 路とシステム研究会、北海道大学 （2014 年 7 月 9 日ー11 日）
[7] 小堀康功, 深谷太詞, 築地伸和, 須永祥希, 荒船拓也, 高井伸和, 小林 春夫「クランプ付単インダクタ２出力方式半波電圧共振型ソフトスイッチン グ電源」電気学会 電子回路研究会 ECT-16-069, 富山 (2016 年 10 月 6 日)