InPモノリシック集積偏波制御回路

InP

モノリシック集積偏波制御回路

種村

拓夫

†a)

_中野

_義昭

†

Monolithic InP Polarization Manipulating Circuits

Takuo TANEMURA

†a)

and Yoshiaki NAKANO

†

あらまし コヒーレント光通信方式の本格的な導入に伴い，多数の光学素子をコンパクトに集積できるInP 系

光集積回路(PIC) は，光送受信器の低コスト化，省電力化，省スペース化を実現する上で不可欠な技術になって いる．一方，次世代光通信システムでは，偏波多重方式やストークスベクトル変調方式に代表される，偏波状態

をより積極的に活用する技術が注目されており，既存のPIC 技術の延長にない偏波制御機能が求められている．

本論文では，InP 系 PIC の新しい可能性を開拓する試みとして，著者らが行っている InP モノリシック偏波制 御回路の研究開発状況を紹介し将来展望を述べる． キーワード 光集積回路，InP，モノリシック集積，偏波制御/変調，偏波検出

1.

ま え が き

大容量コヒーレント光送受信器の小型化・低消費電 力化・低コスト化を実現する技術として，レーザ等の アクティブ素子と，光ハイブリッドや合分波器等のパッ シブ光回路をモノリシックに集積したInP系光集積回

路（PIC: photonic integrated circuit）の重要度が増

している[1]∼[3]．その集積度は，いわゆる「光のムー ア則」に従って発展を続けており[4]，最近では，InP フォトニクス用ファウンドリーサービスが本格的に稼 働するなど[5]，InP系PIC技術は一定の成熟期を迎 えたと言える． レーザや変調器などの基本素子の汎用化が進む一方 で，未だに集積が難しい光素子も少なくない．その一 つが「偏波制御素子」である．InPチップ上で光の偏 波状態を自在に制御する技術は，偏波多重送受信器へ の応用をはじめ，ストークスベクトル変調方式や偏波 依存光センシングなど，多様な可能性が期待されてい る．単一の偏波変換器に関しては，従来から様々な構 造が提案・実証されているものの[6], [7]，他素子との 結合や作製プロセスの互換性の観点から，大規模な PIC内に集積する上での課題が残されていた． †_{東京大学大学院工学系研究科，東京都}

School of Engineering, The University of Tokyo, 7–3–1 Hongo, Bunkyo-ku, Tokyo, 113–8656 Japan

a) E-mail: [email protected] 以上の背景から，著者らは，InP系PICに新たに 偏波制御機能を導入することを目的とし，レーザや変 調器などとの集積性に優れる偏波変換器と応用素子の 研究開発を進めている．本論文では，最新の成果を紹 介し，今後の展望を述べたい． まず2.で，基本素子となるハーフリッジ型偏波変 換器の原理と実験結果を紹介する．この技術を応用し た回路として，偏波制御・変調回路と偏波アナライザ 回路について，3.と4.でそれぞれ述べる．

2.

ハーフリッジ型偏波変換器

種々の偏波制御を行う上でまず必要となる基本素 子が，transverse electric (TE)光とtransverse mag-netic (TM)光を互いに変換する偏波変換器(PC: po-larization converter)である．空間光学系では，波長 板を傾けて配置することにより光の偏波状態を回転で きるが，チップ上で同様の機能を実現するには，基板 に対して何らかの非対称性をもつ導波路構造を導入す る必要があり，容易ではない．従来，片側傾斜構造やト レンチ構造など様々な素子が提案されているが[6], [7]， 上部クラッド層が薄い，特殊な層構造を要する，作製 において精密な位置合わせが必要であるなど，PICと の集積に適さないものが多い． これに対して，著者らが提案した「ハーフリッジ型 PC」を図1に示す．リッジ導波路の片側をハイメサ 導波路にしただけの，通常のリッジ導波路に近い断面

図 1 ハーフリッジ型 InP 偏波変換器 Fig. 1 Schematic of half-ridge InP polarization

converter.

図 2 ハーフリッジ型導波路の導波モード解析結果（磁界 ベクトル分布．w = 1.0 µm，d = 0.3 µm）[8] Fig. 2 Waveguide modes of the half-ridge waveguide.

(magnetic field, w = 1.0 µm, d = 0.3 µm) [8] 構造をもつため，レーザや変調器等の他のInP素子と の低損失モノリシック集積に適している．更に後述す るように，セルフアラインプロセスによる容易かつ高 歩留まりプロセスで作製できるという利点を有する． 2. 1 ハーフリッジ型偏波変換器の原理 ハーフリッジ型導波路の固有導波モードの計算結果 例を図2に示す[8]．このように，導波路幅wとコア 厚d を適切に設計することにより，基板に対して約 45度傾斜した固有導波モードを得ることができる．こ の場合，45度傾いた複屈折媒質（波長板）として作 用するため，例えばTE光を入力すると導波路内で 二つの固有モードが等しく励振される．その結果，半 ビート長を伝搬後に，電界・磁界ベクトルが 90◦回 転したTMモード光が得られる．3次元ビーム伝搬法 (BPM: beam-propagation method)による計算から， 180 μm長の素子で，97%以上のTE-TM変換効率が 得られることが確認された[8]． 2. 2 偏波変換器の作製と評価 ハーフリッジ型PCのもう一つの利点は，セルフア ラインプロセスにより容易に作製できる点にある[9]． 作製手順の一例を図3に示す．(a)ドライエッチング によってリッジ導波路を形成した後に，(b)サンプル を斜めに傾けてSiO2 膜を蒸着する．次に，(c)変換 器部分にフォトレジストによるパターニングを行い， 図 3 偏波変換器の作製手順．

Fig. 3 Fabrication procedure of polarization converter.

図 4 試作したハーフリッジ型導波路の断面 SEM 像 (a) と偏波変換率の測定結果 (b) [9]

Fig. 4 Cross-sectional SEM image (a) and measured polarization conversion ratio (b) of the fabri-cated PC [9]. (d)先とは逆向きに傾けてSiO2 膜を蒸着し，(e)リフ トオフを行う．最後に，(f)再度ドライエッチングを行 うことにより，偏波変換器部の片側のみをハイメサ状 にエッチングする．このようにセルフアラインプロセ スを用いることで，精密なアライメントを不要とし， リッジ導波路と偏波変換器を容易に集積できる． (b)，(d)における斜め蒸着プロセスは，一般的に用 いられるプラズマ化学気相堆積（CVD）法やRFス パッタ法に比べてSiO2 膜の品質と厚みの制御性が劣 ることが懸念される．しかし，ここで堆積するSiO2 膜の役割は，エッチングしない側面をカバーするため のみであり，膜質と膜厚の精密な制御性は要求されな い．また，(f)のドライエッチングプロセスによって 形成されるエッチング面は，(a)で用いた最初のハー ドマスクによって決まるため，(b)において堆積した SiO2 膜の品質がエッチング側面のラフネスに影響す ることはほとんどない．そのため，高歩留まりかつ均 一性良く大面積ウェーハプロセスにより作製できる． 原理検証のため，PCとリッジ導波路を集積した素 子を作製した[9]．図4 (a)にPC部分の断面走査型電 子顕微鏡（SEM: scanning electron microscope）像

を，偏波変換効率の測定結果を図4 (b)に示す．1510∼

図 5 ハーフリッジ型 PC と SOA を集積した PIC Fig. 5 PIC with half-ridge PC and SOA.

換効率が得られた．また，リッジ導波路との結合損は 小さく，PC部での伝搬損を含めた全体の挿入損失は 1dB以下と見積もられた[9]． 2. 3 能動素子とのモノリシック集積 ハーフリッジ型PCと能動素子とのモノリシック集 積の可能性を検証するために，図5のPICを試作し た[10], [11]．導波路幅4.0 μm，長さ800 μmの半導 体光増幅器（SOA）の後段に1× 11スターカプラを 接続し，ポートごとに長さの異なるハーフリッジ型 PCを配置している．図5に示すように，圧縮ひずみ 量子井戸を含んだSOA部分はエッチングの浅いリッ ジ導波路，その他のパッシブ導波路はInGaAsPコア 中央までエッチングしたリッジ導波路構造にした．オ フセット量子井戸手法を用いてアクティブパッシブ集 積を行い，更に斜め蒸着法とドライエッチングによっ てハーフリッジ構造を作製することで，活性層を含む 能動素子とPCのモノリシック集積を行った． 作製した素子を10.0◦Cに保ち，波長1550 nm，TE モードの光を入力し，各ポートから出力される光の TE・TM成分の強度を測定した．図6はPCのない ポート（LPC= 0 μm），及び，長さ90 μm，幅1.1 μm のPCを集積したポートからのTE・TM各モードの 出力強度を示す[11]．SOAへの注入電流の増加ととも に，PCのないポート（図破線）ではTEモードの光 が支配的であり増幅されているが，PCのあるポート （図実線）からはTMモードに変換されて出力されて いるのがわかる．これにより，同一チップからTE・ TM両モードを出力する動作に成功した． 2. 4 作製誤差に対する耐性 大規模PIC上に集積する上で実用上重要となるの が，作製誤差に対する耐性である． 図 6 SOAへの注入電流に対する出力光パワーの TE・ TM成分（WPC= 1.1µm）[11]

Fig. 6 TE and TM components of the output power with increasing current to SOA (WPC= 1.1µm) [11].

図 7 最大変換効率（左）と半ビート長（右）の導波路幅 W とコア厚 d に対する依存性 [12]

Fig. 7 Maximum conversion efficiency (left) and half beat length (right) as a function of w and d [12].

図 8 変換効率の導波路幅 W（左）とコア厚 d（右）に対 する依存性 (L = 215 µm)

Fig. 8 Conversion efficiency as a function of W and d.

図7に，最大変換効率と半ビート長の導波路幅W とコア厚d（図1参照）に対する依存性の計算結果を 示す[12]．更に，W = 1.0 μm，d = 0.3 μmを設計 中心とし，PC部の長さを半ビート長である215 μm に固定した場合について，実際に得られる変換効率の W とdの依存性を図8に示す．例えば，90%以上の 変換効率を達成するための作製誤差の許容範囲は，導 波路幅に関して0.1 μm，エッチング深さに関しては 40 nmであることが分かる． 特にエッチング深さについては，許容範囲が広くな く簡単ではないが，エッチングレートを精密に制御す

することで，作製誤差耐性が劇的に改善することも分 かっており[12]，現在検討を進めているところである．

3.

モノリシック集積偏波制御

/

変調回路

前節で実証したハーフリッジ型PCを基本素子とし て用いることで，InPチップ上で様々な偏波制御が可 能になる．その一例として，偏波状態（SOP: state of polarization）を動的に制御するモノリシック偏波制 御/変調回路を提案し，素子の作製と実証を進めてい る．このような素子は，近年注目を集めている4次 元信号変調方式[14], [15]やストークスベクトル変調

（SVM: Stokes vector modulation）方式[16], [17]用

の送信器として需要が高まっている．更に，RFフォ

トニクス[18]や偏波依存光コヒーレンストモグラフィ

（OCT: optical coherence tomography）[19]などへ の応用も期待される． 3. 1 偏波制御/変調回路の構成と機能 図9に，著者らが考案した一連の偏波制御・変調回路 の構成と機能を示す[20], [21]．全ての変調器について， 1/4波長偏波変換器(λ/4-PC)と偏波依存位相変調器 (PD-PM)を直列に接続した構成を取る．λ/4-PC部 は，1/4ビート長のハーフリッジ型PCからなり，45◦ 傾けた1/4波長板として働く．一方PD-PMは，外部 信号を印加することで，TEモードとTMモード成分 に異なる位相差を与える機能を果たす．例えば，対称 なリッジp-i-n導波路構造に逆バイアス電圧を印加す ることで，バルクInGaAsP層中のフランツケルディッ シュ（FK: Franz-Keldysh）効果やポッケルス効果等 の電気光学効果を利用することができる．更に，ひず 図 9 偏波制御/変調回路の構成と機能 [20] Fig. 9 Architectures and functions of proposed

polarization controller/modulator. [20]. では，PD-PM1部に電圧V1 を加えることで，入力 TE波，若しくは，TM波をポアンカレ球のS2-S3面 上の任意のSOPに変換することができる．Type 2で は，Type 1を2段直列に配置することで，ポアンカ レ球全面をカバーした任意のSOPに変換する．Type 2’は，Type 2を逆向きに使用した場合であり，任意 の入力SOPをTE波，若しくは，TM波に変換する ことができる．最後にType 3は，Type 2の入力側 にもう一段PD-PM部を追加した構成であり，任意の SOPから任意のSOPへの完全なる偏波変換機能を実 現する． 想定される応用例も図9の表中に記す．Type 1， Type 2は，SVM用送信器や光センシング用途に用 いることができる．Type 2’は，高速に変動する光の SOPを固定する機能を果たすので，動的光ネットワー クや光素子の偏波依存性を除去するために用いること ができる．最後にType 3は，偏波モード分散補償な どのより高度な応用が期待される． 3. 2 偏波制御/変調回路の原理 ポアンカレ球面上でのストークスベクトルの軌跡を 辿ることで，図9に示した一連の偏波変調器の動作を 理解することができる[20]．一般に，λ/4-PC中を伝 搬すると，伝搬光のストークスベクトルは，ポアンカ レ球上でS2軸の周りを90◦回転する．一方，PD-PM 内では，S1軸の周りを回転し，その回転角は，印加電 圧によって制御することができる． まず，Type 1変調器を考える．TE波をλ/4-PC1 部に入射すると，伝搬に伴い，図10 (a)のようにS2 軸の周りを90◦回転し，右円偏波状態（北極点）に変 換される．次にPD-PM1部において，S1 軸の周りを 回転するが，その回転量は，外部電圧V1によって制 御することができる．その結果，Type 1変調器の出 力では，S2-S3 面内の任意の偏波状態にすることがで きる． Type 2変調器では，更に λ/4-PC2部を伝搬する ことで，図10 (a)のようにS1-S2 面（赤道）上の直 線偏波状態に変換される．λ/4-PC2出力におけるス トークスベクトルをV1の関数としてプロットすると， 図10 (b)のように赤道上を回転することが分かる．最

図 10 偏波制御・変調回路の原理

Fig. 10 Operation principle of polarization controller/ modulator. 後に，PD-PM2によって，図10 (c)のように再度S1 軸の周りを回転させる結果，ポアンカレ球上の全ての 点をカバーすることができる． Type 3変調器では，更に入力側にPD-PM0を追加 することで，入力偏波状態への制約も取り払うことが できる．図10 (d)のように，まず適切な電圧V0 を印 加することで，PD-PM0出力においてS1-S2 面上の 点に変換する．その後は，Type 2と同様の軌跡を辿 ることにより，任意の入力偏波状態から任意の出力偏 波状態への変換が得られる． 3. 3 偏波制御回路の試作と原理検証 原理検証のため，Type 1及びType 2偏波変調器を 試作した[21]．PD-PM部には，対称リッジ導波路型 電気光学位相変調器を用いた．厚み500 nm，発光波 長1.3μmのバルクInGaAsP（Q1.3）からなるp-i-n 構造に逆電界を印加することで，FK効果とポッケル ス効果を介して変調を行った．位相変調効率の偏波依 存性を最大にするために，FK効果とポッケルス効果 の偏波依存特性が同じ符号で増長されるように，導波 路を[011]方向（逆メサ方向）に形成した[22]．図4の 素子と同様に，λ/4-PC部とPD-PM部のモノリシッ ク集積には，セルフアラインプロセスを用いた．作製 した素子のSEM像を図11に示す． 波長1550 nmの連続波の偏波状態をTE偏光に調 整して素子に入射し，出力光の偏波状態を測定した． まず，Type 1変調器について評価を行った．PC長 図 11 作製した偏波変調素子の断面 SEM 像．(a) PC 部， (b) PD-PM部

Fig. 11 Cross-sectional SEM images of the fabricated polarization modulator at PC (a) and PD-PM (b) sections.

図 12 Type 1 (a)，及び，Type 2 (b) 変調器の測定結果 Fig. 12 Measured SOP from Type 1 (a) and Type 2

(b) modulators. LPC= 170 μm，PD-PM長LPM= 5 mmの素子に ついて，出力偏波状態の測定結果を図12 (a)に示す． PD-PM1部に印加する逆バイアス電圧V1を増加させ ると，出力光のストークスベクトルがポアンカレ球を 一回転するのが分かる．このとき，一回転に必要な電 圧は約4.3Vであった．次に，Type 2変調器の評価を 行った．LPC= 170 μm，LPM= 2 mmの素子につ いて，出力偏波状態の測定結果を図12 (b)に示す．V1 とV2 を変化させると，ほぼ直交した向きにストーク スベクトルが回転することが確認された． 3. 4 量子井戸型偏波制御回路の設計と予備検討 前節で素子の試作と原理検証に成功したものの，一 回転に必要な電圧は4.3Vと高く，また，FK効果に起 因する偏波依存損失（PDL: polarization dependent loss）により，ポアンカレ球面上全面にわたって良好 な変換を得ることは難しかった．この問題を解決する ために，PD-PM部にひずみMQW層を導入する方 法が考えられる． MQW層に圧縮ひずみを加えると，光吸収特性の偏 波依存性が増長され，クラマース・クローニッヒの関 係を通じて，バンドギャップ以下の波長の光に対して 複屈折が生じる．この状態でMQW層に逆電界を印

その場合は，ナノ秒以下の高速動作は期待できないが， 熱光学型に比べて高速なオンチップ偏波制御素子とし ての応用が考えられる． MQW層による偏波変調効果を調べるために，発光波 長が1400 nm，0.1%の圧縮ひずみをもつInGaAlAs/ InAlAs MQW層を導入したPD-PM素子を試作し， 電流注入による偏波変調特性を測定した[23]．その結 果，長さ1.8 mmのPD-PM素子を用いて4.5 mA の電流注入時に，TE/TM間でπの位相差（PDLは 0.3 dB以下）が得られ，出力光のSOPがポアンカレ 球上を半周することを確認した．このとき必要な電圧 は1.2 V，直流消費電力は5.4 mWであった．この結 果から，PC部と合わせて，全長6 mm以下，直流消 費電力16.2mW以下の小型かつ省電力なモノリシッ ク集積Type 2偏波制御器が実現できると見積もられ た．現在，素子全体の作製と実証を進めているところ である． 3. 5 ストークスベクトル変調器への応用と偏波依 存損失の影響 PD-PM部においてPDLが存在する場合について， 偏波変調器としての特性を調べ，用途に応じて許容さ れるPDL量を定量的に見積もることは，実用上重要 である． Type 2変調器について，PDLが存在する場合に， 出力光の偏波状態がどのように変化するかを計算した 結果を図13に示す．PDLがない場合は理想的にポア ンカレ球上全面をカバーするのに対し，πの偏波依存 位相変化を与えたときのPDLが3 dB，10 dBと大 きくなるにつれて，出力光の偏波状態がS1= 1の点 に収束し，出力光が全面をカバーできなくなることが 分かる． 実際の応用例に即したPDLの許容量を調べるため に，SVM用送信器[16]にType 2変調器を適用した場 合についてPDLの影響を調べた．例えば，8値SVM 信号変調器は，図14のように，Type 2変調器の電極 を3区間に区切り，Data 1，2，3のデジタル信号を 用いて駆動することによって得られる．PDL = 0 dB のときは，理想的にポアンカレ球上で等間隔な八つの 状態が得られるが，PDLが存在する場合は，一部の 図 13 8値ストークスベクトル変調器の構成例 Fig. 13 Architectures of octal Stokes vector modulator.

図 14 8値ストークスベクトル変調器の構成例 Fig. 14 Architectures of octal Stokes vector modulator.

図 15 8値ストークスベクトル変調器において PDL によ るパワーペナルティの計算結果

Fig. 15 Estimated power penalty of the octal Stokes vector modulator as a function of PDL at PD-PM sections. 状態間の距離が短くなるため，パワーペナルティが生 じる．図15に，パワーペナルティの計算結果を示す． ペナルティはPDLに対してほぼ線型に増加しており， ペナルティを1 dB以下に抑えるには，π位相変調あ たりのPDLを約1 dB以下にする必要がある．この 値は，QCSE変調器を用いることで十分に達成でき る[24]．

4.

偏波アナライザ回路

ハーフリッジ型PCに対称なリッジ型導波路を組み 合わせ，更に受光素子をモノリシックに集積すること で，光の偏波状態を高速に検出する小型な偏波アナラ イザ回路が実現できる．このような素子は，SVM信

図 16 偏波アナライザ回路の模式図と試作した素子の断 面 SEM 像

Fig. 16 Schematic of the Stokes vector analyzer cir-cuit and SEM images of the fabricated de-vice. 号の安価な受光器[16]に適用できる． 図16に著者らが提案したInPモノリシック偏波ア ナライザの構成を示す[25]．まず，1× 4多モード干渉 計(MMI)カプラを用いて入射光を四つのポートに分 波する．各ポートにおいて，左右非対称な導波路断面 構造をもつハーフリッジ型PC，及び，対称なリッジ導 波路（WG）を異なる順番と組み合わせで配置するこ とで，光信号に対してそれぞれ異なる偏波変換を施す． TEモード成分のみを吸収する受光器（TE-PD）を用 いて偏波変換後の信号を受光することで，各ストーク スパラメータ（S1，S2，S3）を検出する． ハーフリッジ型PCは，長さを1/4ビート長に選 ぶことで，45度傾けた1/4波長板として動作させる． その結果，ストークスベクトルは，ポアンカレ球上 でS2 軸の回りを90度回転する．一方，WG部では， TE/TMモード間の実効屈折率差を利用し，PC部と 同様に1/4ビート長にすることで，水平な1/4波長板 として動作し，S1軸の周りを90度回転する．結果と して，図16のように，ポート#1，#2，#3，#4そ れぞれにおいて，S1，S3，S2，-S1成分をS1に変換 することができる．TE-PDは，例えば，圧縮ひずみ 量子井戸型PDを集積し，必要に応じて導波路型偏光 子を追加することにより実現できる． 原理検証のため，図16破線枠内のパッシブ素子部分 を試作し評価したところ，理論通り各ポートにおいて 異なるストークスベクトル成分がS1 に変換されて抽 出できることを確認した[25]．今後，量子井戸型PD を集積することで，ワンチップで任意の偏波状態を検 知する素子の実現を目指す． 図 17 偏波多重 WDM 光送信器の概要 Fig. 17 Schematic of the polarization multiplexed

WDM transmitter.

5.

む す び

InP系PICの新機能を開拓する取り組みとして， InPモノリシック偏波変換器と一連の偏波制御回路の 研究開発状況を紹介した． まず，基本素子となる偏波変換器（PC）として， レーザやSOAとのモノリシック集積に適したハーフ リッジ導波路型構造を新規に提案し，1510∼1575nm の広い波長域にわたって，96%以上の偏波変換効率が 得られることを実証した．更に，能動素子とのモノリ シック集積にも取り組み，SOAとPCを同一チップ に集積することに成功した．並行して，ハーフリッジ 型PCを用いた応用素子として，偏波変調回路と偏 波アナライザ回路を提案し，素子の試作と原理検証を 行った． ハーフリッジ型PCの最大の利点は，比較的簡易な プロセスで，他のInP導波路素子と容易に集積でき る点である．例えば，レーザ，変調器，アレー導波路 グレーティング（AWG: arrayed waveguide grating）

等とモノリシックに集積することで，図17のような 大規模な偏波多重WDM送信器がコンパクトに実現 できる．その一方で，今回紹介した偏波変調器や偏波 アナライザは，光通信に留まらず，光センシングやイ メージングなど広範な用途も考えられ，InP系PICの 新しい可能性を切り拓く技術と期待される． 謝辞 本論文の執筆にあたって，研究成果を提供頂 いた財津優氏，川端祐斗氏，鈴木健太郎氏に感謝する． 本研究は，文部科学省科学研究費補助金の助成を受け て実施された． 文 献

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[22] G. Hagn, Electro-optic effects and their application in Indium Phosphide waveguide devices for fibre op-tic access networks, Ph.D. Dissertation, Swiss Federal Institute of Technology, Z¨urich, p.49, 2001. [23] K. Suzuki, Y. Kawabata, T. Tanemura, and

Y. Nakano, “Design and experimental investi-gation of monolithic polarization controller with InGaAlAs/InAlAs multiple quantum wells,” Proc. Photonics in Switching (PS’15), WeI2.2, 2015. [24] R.A. Griffin, S.K. Jones, N. Whitbread, S.C. Heck,

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偏波アナライザの提案と試作，” 2016信学総大，C-3-39, 2016.

（平成 28 年 1 月 8 日受付，3 月 30 日再受付， 7月 14 日公開）

種村 拓夫 （正員） 2001年東大・電子工卒．2006 年同大大 学院博士課程了．同年より同電子工学科助 手．2007 年より東大先端科学技術研究セン ター講師．2012 年より東大大学院工学系研 究科准教授．化合物半導体光デバイス，光 スイッチ，偏波制御素子，プラズモニクス， 光インタコネクト技術の研究に従事．2005 年 IEEE/LEOS Graduate Student Award，2006 年エリクソン・ヤングサイ エンティストアワード，2009 年電子情報通信学会フォトニック ネットワーク研究賞受賞．電子情報通信学会，応用物理学会， IEEE各会員． 中野 義昭 （正員：フェロー） 1982年東大・工・電子卒，1984 年同大 学院修士課程了，1987 年同博士課程了，工 学博士．同年東大・工・電子助手，1988 年 同講師，1992 年同助教授，2000 年同教 授，現在に至る．この間，1992 年カリフォ ルニア大学サンタバーバラ校客員助教授． 2002-2012年東大・先端科学技術研究センター教授，2010-2012 年同センター所長を歴任．分布帰還型半導体レーザの研究，半 導体光スイッチ・デジタル光デバイスの研究，モノリシック光 集積回路の研究，化合物半導体エピタキシャル成長/プロセス 技術の研究，高効率太陽電池の研究，ソーラー燃料の研究に従 事．応用物理学会光学論文賞，市村学術賞，産学官連携内閣総 理大臣賞，電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ賞 などを受賞．電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ 前会長，応用物理学会フェロー，元 APEX/JJAP 誌編集長， IEEE会員，IEEE LEOS 元理事，エレクトロニクス実装学 会，電気学会，OSA 各会員．