LT3420/LT 自動リフレッシュ付きフォトフラッシュ･コンデンサ･チャージャ

(1)

LT3420/LT3420-1

1

3420fb 図1. 高速充電のLT3420フォトフラッシュ回路 VBAT 1.8V TO 6V INPUT CURRENT ≈350mA 3420 F01 + VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420 VBAT RFB SW CT GND C2 4.7μF 0.1μF C1 4.7μF VCC 2.5V TO 10V CHARGE DONE 51.1k T1 1:12 320V 3,4 5,6 8 1 2k D1 C1, C2: 4.7F, X5R or X7R, 10V

C3: RUBYCON 220F PHOTOFLASH CAPACITOR T1: TDK SRW10EPC-U01H003 FLYBACK TRANSFORMER D1: VISHAY GSD2004S SOT-23

DUAL DIODE. DIODES CONNECTED IN SERIES

C3 220μF 330V PHOTOFLASH CAPACITOR 4 9 8 10 5 1 7 6 3 2 高電圧危険：高電圧技術者のみ取扱可 図2. 小型のLT3420-1フォトフラッシュ回路 3420 F02 + VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420-1 VBAT RFB SW CT GND C2 4.7μF 0.1μF C1 4.7μF VBAT 1.8V TO 6V INPUT CURRENT ≈450mA VCC 2.5V TO 6V CHARGE DONE 60.4k T1 1:10 (3mm TALL) 320V 3 4 5 6 2k D1 C1, C2: 4.7F, X5R or X7R, 6.3V

C3: RUBYCON 100F PHOTOFLASH CAPACITOR T1: KIJIMA MUSEN SBL-5.6S-2

D1: VISHAY GSD2004S SOT-23

C3 100μF 330V PHOTOFLASH CAPACITOR 4 9 8 10 5 1 7 6 3 2

自動リフレッシュ付き

フォトフラッシュ･コンデンサ･チャージャ

特長

■ 5Vで220μFを3.7秒で320Vまで充電（LT3420） ■ 5Vで100μFを3.5秒で320Vまで充電（LT3420-1） ■ あらゆるサイズのフォトフラッシュ･コンデンサを充電 ■ 2つのAAセルでの動作、または1.8V∼16Vの あらゆる電源での動作をサポート ■ ピーク・スイッチ電流制御：1.4A（LT3420） 1.0A_（LT3420-1_） ■ 入力電流制御：840mA（LT3420） 450mA_（LT3420-1_） ■ 標準トランスを使用 ■ 高効率フライバック動作（標準75%以上） ■ 可変出力 ■ 自動リフレッシュ ■ 充電終了インジケータ ■ 高電圧のツェナー・ダイオードが不要 ■ 出力電圧分割器が不要 ■ 小型10ピンMSOPパッケージ ■ 小型10ピン（3mm×3mm）DFNパッケージ

アプリケーション

■ デジタル・カメラのフラッシュ ■ フィルム式カメラのフラッシュ ■ 高電圧電源

概要

LT®_{3420/LT3420-1は、高電圧フォトフラッシュ・コンデンサを} 高速かつ高効率で充電します。このデバイスはデジタル・カメラとフィルム式カメラのいずれにも対応可能で、フライバック方式を採用し、競合するフラッシュ・モジュールに比べて最大4倍の効率を達成します。独自のオフタイム適応制御アルゴリズム*により、充電サイクル中を通して、電流を制限しながらトランスを連続動作させることができます。この結果、モジュールでしばしば発生する大きな突入電流を防止することができます。 LT3420/LT3420-1の出力電圧検知回路*はフライバック電圧をモニタし、出力電圧を間接的に安定化するので、出力抵抗分割器や単体のツェナー・ダイオードが不要です。このため、電力を過度に消費することなく、コンデンサをフル充電状態に保つことができます。自動リフレッシュ（無効化も可能）により、平均約2mAの入力電流で、ユーザ設定のリフレッシュ・レートでコンデンサを充電し続けることが可能です。CHARGEピンにロジック H を入力すると充電が開始され、コンデンサが完全に充電されると、DONEピンからその旨を通知する信号が出力されます。 LT3420/LT3420-1は、10ピンMSOPおよび10ピン（3mm 3mm）DFNパッケージで供給されます。 L、LTCおよびLTはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。*6518733を含む米国特許によって保護されています。

標準的応用例

(2)

LT3420/LT3420-1

2

3420fb 1 2 3 4 5 RREF VBAT RFB VCC GND 10 9 8 7 6 CT CHARGE DONE SEC SW TOP VIEW MS PACKAGE 10-LEAD PLASTIC MSOP

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

Minimum Operating Voltage, VCC ● 2.2 2.5 V

Maximum Operating Voltage, VCC 16 V

VCC UVLO Hysteresis 40 mV

Minimum VBAT Voltage 1.6 1.8 V

Maximum VBAT Voltage 16 V

VBAT UVLO Hysteresis 275 mV

RREF Threshold Voltage 0.98 1.00 1.02 V

● 0.975 1.025 V

RREF Pin Bias Current VRREF = 0V, Switching 2 4 µA

VRFB = VBAT – 0.2V (Note 4)

Quiescent Current VRREF = 1.1V, Not Switching 90 130 µA

Quiescent Current in Shutdown VCHARGE = 0V, VIN = 3.3V 0.01 1 µA

さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 TJMAX = 125°C, θJA = 100°C/W, θJC = 45°C/W (4-LAYER BOARD) TOP VIEW DD PACKAGE 10-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN 10 9 6 7 8 4 5 3 2 1 CT CHARGE DONE SEC SW RREF VBAT RFB VCC GND 11

ORDER PART

NUMBER

LT3420EDD

LT3420EDD-1

TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W, θJC = 3°C/W 露出パッド（ピン11）はグランド。 PCBに半田付けすること

DD PART

MARKING

LBJW

LBJX

ORDER PART

NUMBER

MS PART MARKING

LTYH

LTAJG

LT3420EMS

LT3420EMS-1

絶対最大定格

（Note 1） VCC電圧 ... 16V VBAT電圧 ... 16V SW電圧（Note 2） LT3420 ... 38V LT3420-1 ... 50V SEC電流 ... ±200mA RFB電流 ... ±3mA RREF電圧 ... 2.5V CHARGE電圧 ... 16V CT電圧 ... 1.5V DONE電圧 ... 16V DONEピンに流れ込む電流 ... ±1mA 最大接合部温度... 125℃ 動作周囲温度範囲（Note 3） ...－40℃～85℃ 保存温度範囲...－40℃～125℃ リード温度（半田付け、10秒）（MSパッケージのみ） ... 300℃

パッケージ/発注情報

電気的特性

(3)

LT3420/LT3420-1

3

3420fb VBAT (V) 2 TIME (s) 3420 G03 4 5 3 6 10 8 6 4 2 0 VOUT CHARGED FROM 50V TO 320V TA = 25C FIGURE 1 CIRCUIT UNLESS OTHERWISE NOTED. COUT = 220μF COUT = 100μF Note 1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスに永続的な損傷を与える可能性がある値。 Note 2：電力供給モードおよびパワー・スイッチがオフの時のLT3420の定格ブレークダウン。 Note 3：LT3420/LT3420-1は、0℃～70℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されてい る。−40℃～85℃の動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

Primary Side Current Limit LT3420 (Note 5) 1.20 1.4 1.60 A

LT3420-1 (Note 5) 0.75 0.9 1.05 A

Secondary Side Current Limit LT3420 (Note 5) 20 40 50 mA

LT3420-1 (Note 5) 5 15 25 mA

Leakage Blanking Pulse Width LT3420 200 ns

LT3420-1 0 ns

Refresh Timer Charge/Discharge Current VCT = 0.75V 1.5 2.5 3.5 µA

Refresh Timer Upper Threshold 0.9 1.0 1.1 V

Refresh Timer Lower Threshold 0.45 0.5 0.55 V

Switch VCESAT LT3420, SW = 1A (Note 5) 220 340 mV

LT3420-1, SW = 0.5A (Note 5) 130 230 mV

Switch Leakage Current VSW = 38V (LT3420), VSW = 50V (LT3420-1) 0.01 1 µA

CHARGE Input Voltage High 1.5 V

CHARGE Input Voltage Low 0.2 V

CHARGE Pin Bias Current VCHARGE = 3V 4.5 15 µA

VCHARGE = 0V 0.01 0.1 µA

DONE Output Signal High 100k from VCC to DONE 3.3 V

DONE Output Signal Low 33µA into DONE Pin 100 200 mV

Note 4：バイアス電流はRFBピンから流れ出す。 Note 5：DDパッケージ・バージョンでは、電流制限およびVCESATは設計および静的テストとの 相関によって保証されている。 リフレッシュ・モードでの出力電圧 （LT3420_） _（リフレッシュ・モードでの出力電圧LT3420_） _{充電時間（}LT3420_） TEMPERATURE (C) –50 VOUT (V) 100 3420 G01 0 50 335 330 325 320 315 310 305 300 295 –25 25 75 125 FIGURE 1 CIRCUIT VCC = 3.3V VBAT = 3.3V VIN (V) 2.5 VOUT (V) 3420 G02 4.0 3.5 3.0 4.5 5.0 5.5 6.0 FIGURE 1 CIRCUIT VCC = VIN VBAT = VIN TA = 25C 335 330 325 320 315 310 305 300 295

電気的特性

●は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はT_A = 25℃での値。注記がない限り、V_CC = V_BAT = 3.3V、V_CHARGE = V_CC。（Note 3）

標準的性能特性

(4)

LT3420/LT3420-1

4

3420fb TEMPERATURE (C) –50 VOUT (V) 100 3420 G04 0 50 335 330 325 320 315 310 305 300 295 –25 25 75 125 FIGURE 2 CIRCUIT VCC = 3.3V VBAT = 3.3V VIN (V) 2.5 VOUT (V) 5.5 3420 G05 5.0 3.0 3.5 4.0 4.5 6.0 FIGURE 2 CIRCUIT VCC = VIN VBAT = VIN TA = 25C 335 330 325 320 315 310 305 300 295 VBAT (V) 2 TIME (s) 6 3420 G06 3 4 5 10 8 6 4 2 0 FIGURE 2 CIRCUIT VOUT CHARGED FROM 50V TO 320V TA = 25C COUT = 100μF COUT = 40μF

CHARGE PIN VOLTAGE (V) 2 CURRENT (A) 10 8 6 4 2 0 5 7 10 3420 G07 3 4 6 8 9 TA = 25C TEMPERATURE (C) –50 CURRENT (A) 3420 G08 0 50 100 1.7 1.5 1.3 1.1 0.9 –25 25 75 125 TEMPERATURE (C) –50 CURRENT (mA) 100 3420 G09 0 50 60 55 50 45 40 35 30 25 20 –25 25 75 125 EFFICIENCY (%) 3420 G10 90 80 70 60 50 40 VOUT (V) 100 200 300 50 150 250 350 VCC = VBAT = VIN V_IN = 3.3V V_IN = 5V TA = 25C TEMPERATURE (C) –50 CURRENT (A) 3420 G11 0 50 100 1.2 1.1 1.0 0.9 0.8 –25 25 75 125 TEMPERATURE (C) –50 CURRENT (mA) 100 3420 G12 0 50 35 30 25 20 15 10 5 –25 25 75 125

標準的性能特性

注記がない限り、グラフは LT3420_とLT3420-1_{の両方に適用される。} リフレッシュ・モードでの出力電圧 （LT3420-1_） _（リフレッシュ・モードでの出力電圧LT3420-1_） CHARGE_{ピンの入力電流} 1_{次電流制限（}LT3420_） 2_{次電流制限（}LT3420_） 充電時間（LT3420-1_） 図1_{の回路の効率（}LT3420_） 1_{次電流制限（}LT3420-1_） 2_{次電流制限（}LT3420-1_）

(5)

LT3420/LT3420-1

5

3420fb EFFICIENCY (%) 3420 G13 90 80 70 60 50 40 VOUT (V) 100 200 300 50 150 250 350 V_CC = V_BAT = V_IN VIN = 3.3V VIN = 5V TA = 25C

AVERAGE INPUT CURRENT (mA)

3420 G14 1000 900 800 700 600 500 VOUT (V) 100 200 300 50 150 250 350 FIGURE 1 CIRCUIT V_CC = V_BAT = 3.3V TA = 25C VOUT (V) 50 300

AVERAGE INPUT CURRENT (mA) 350

400 450 500 600 100 150 200 250 3420 G15 300 350 550 FIGURE 2 CIRCUIT V_CC = V_BAT = 3.3V TA = 25C VCC (V) 2.5

QUIESCENT CURRENT (A)

10 3420 G16 5.5 8.5 140 120 100 80 60 4.0 7.0 TA = 25C TEMPERATURE (C) –50 VCC PIN VOLTAGE (V) 100 3420 G17 0 50 2.6 2.5 2.4 2.3 2.2 2.1 2.0 1.9 1.8 –25 25 75 125 V+ V– ENABLE VOLTAGE IS HYSTERETIC TEMPERATURE (C) –50 VBAT PIN VOLTAGE (V) 100 3420 G18 0 50 –25 25 75 125 2.0 1.8 1.6 1.4 1.2 1.0 V+ V– ENABLE VOLTAGE IS HYSTERETIC

標準的性能特性

注記がない限り、グラフは LT3420_とLT3420-1_{の両方に適用される。} 図2_{の回路の効率（}LT3420-1_） _{入力電流（}LT3420_） VCCの最小動作電圧 リフレッシュ・モードでの消費電流 VBATの最小動作電圧 入力電流（LT3420-1_）

(6)

LT3420/LT3420-1

6

3420fb RREF（ピン1）：リファレンス抵抗ピン。抵抗（R2）をRREFピンからGNDに接続します。2kを推奨します。 VBAT（ピン2）：バッテリ電圧入力。このピンは、トランスT1に電 力を供給する電源またはバッテリに接続します。近くにバイパスする必要があります。 RFB（ピン3）：フィードバック抵抗ピン。抵抗（R1）をSWピンから RFBに接続します。R1は次式にしたがって設定します。 R R N RSEC N VOUT VD 1 2 1 4 2 2 =

[

( . • )+ ( + )

]

_（LT3420） R R N RSEC N VOUT VD 1= 2₂

[

( )+ ( +2 )

]

_{（LT3420-1）} VOUT：所期の出力電圧 N：トランスの巻線比 RSEC：トランスの2次側抵抗 VD：ダイオードの順方向電圧降下 R2：RREFピンからGNDに接続された抵抗。2kは標準的な値。 VCC（ピン4）：入力電源ピン。4.7µF以上のセラミック・コンデン サを使ってピン近くにバイパスします。 GND（ピン5）：グランド。ローカル・グランド・プレーンへ直接接 続します。 SW（ピン6）：スイッチ・ピン。これは内部NPNパワー・スイッチの コレクタです。このピンに接続されるメタル・トレースの面積を小さくしてEMIを抑えます。 SEC（ピン7）：トランスの2次側ピン。トランスの2次側の片方を このピンへ接続します。トランスは正しい位相で使用するように注意してください（図1、図2を参照）。 DONE（ピン8）：終了出力ピン。オープンコレクタのNPN出力。 DONEはデバイスが出力に電力を供給しているとき L になり、電力供給が停止すると H になります。 CHARGE（ピン9）：充電ピン。出力コンデンサの充電を開始する には、CHARGEを H（1.5V以上）にドライブします。デバイスをシャットダウン・モードにするには、0.2V以下にドライブします。 C（ピンT 10）：リフレッシュ・タイマ・コンデンサ・ピン。コンデン サをCTピンからグランドに接続し、次式にしたがってリフレッシュ・タイマのサンプリング・レートを設定します。 CT= 2 5 10. • –6•tREFRESH tREFRESH：秒表示の所期のリフレッシュ周期。 露出パッド（ピン11_）_（DD_{パッケージのみ）}_{：グランド。PCB上で} ローカル・グランド・プレーンに半田付けする必要があります。

ピン機能

(7)

LT3420/LT3420-1

7

3420fb 3420 F04 – + – + – + + – R _{S Q} ONE-SHOT 1V REFERENCE 5 8 9 2 3 1 6 7 MASTER LATCH Q Q S R DONE VBAT VBAT RFB SW GND RREF SEC VCC VCC VOUT CHARGE CHIP ENABLE CT BLOCK ENABLE Q5 Q3 C3 C2 C1 Q4 Q2 Q1 D3 A3 A2 A1 REFRESH TIMER ONE-SHOT ENABLE 10 4 + – LT3420-1 R2 R1 PRIMARY SECONDARY + 20mV 10mV DRIVER

POWER DELIVERY BLOCK

D1 C4 PHOTOFLASH CAPACITOR 0.02Ω 0.66Ω T1 1:10 図3. _{ブロック図（}LT3420_） 3420 F03 – + – + – + + – R _{S Q} ONE-SHOT 1V REFERENCE 5 8 9 2 3 1 6 7 MASTER LATCH Q Q S R DONE VBAT VBAT RFB SW GND RREF SEC VCC VCC VOUT CHARGE CHIP ENABLE CT BLOCK ENABLE Q5 Q3 C3 C2 C1 Q4 Q2 Q1 D3 A3 A2 A1 REFRESH TIMER ONE-SHOT ENABLE 10 4 + – LT3420 R2 R1 PRIMARY SECONDARY + 0.014Ω 0.25Ω 20mV 10mV DRIVER

POWER DELIVERY BLOCK

T1 1:12 D1 C4 PHOTOFLASH CAPACITOR 図4. _{ブロック図（}LT3420-1_）

ブロック図

(8)

LT3420/LT3420-1

8

3420fb 図5_．LT3420_の3_{つの動作モード：シャットダウン、} フォトフラッシュ・コンデンサの充電、およびリフレッシュ VOUT 100V/DIV MODE IIN 1A/DIV VCT 1V/DIV 1s/DIV 3420 F05

SHUTDOWN CHARGING REFRESH

動作

概要 LT3420の動作について以下に詳しく説明します。LT3420-1の動作は、このセクションの最後に説明する相違点を除けば、ほぼ同じです。 LT3420はアダプティブ・オン時間/オフ時間コントロール方式を使って高効率を実現し、スイッチング電流を正確に制御します。デバイスの動作の以下の説明に関しては、図3を参照してください。任意の時点で、LT3420のモード（「充電」または「リフレッシュ」）はマスタ・ラッチによって決まります。充電モードでは破線で囲まれた回路が有効となり、フォトフラッシュ・コンデンサC1を充電する電力を供給します。出力電圧はトランスの1次側のフライバック・パルスによって監視されます。目標の出力電圧に達すると、充電モードは終了し、デバイスはリフレッシュ・モードになります。リフレッシュ・モードでは、電力供給ブロックが無効になって消費電流が減少し、リフレッシュ・タイマが有効になります。リフレッシュ・タイマは単にユーザーがプログラムできる遅延時間を発生し、その後、デバイスは再度充電モードに入ります。充電モードになると、LT3420は目標電圧に達するまで再度出力に電力を供給します。図5のオシロスコープ写真は、フォトフラッシュ・コンデンサの初期充電と、それに続くリフレッシュ動作の両方を示しています。上の波形は出力電圧です。真中の波形はCTピンの電圧です。下の波形は入力電流を示しています。デバイスのモードは写真の下に示されています。ユーザーは、CHARGEピンをトグルする（ H → L → H ）ことにより、リフレッシュ・タイマを抑止してデバイスを充電モードに強制することができます。CHARGEピンの L から H への遷移により、ワンショットが作動してマスタ・ラッチをセットし、デバイスを充電モードにします。CHARGEピンを L にすると、デバイスはシャットダウンします。リフレッシュ・タイマは、CT ピンをグランドに接続するだけで、無制限の待ち状態にプログラムすることができます。この構成設定では、CHARGEピンをトグルすることによってのみLT3420を充電モードにすることができます。 電力供給ブロック 電力供給ブロックは図3の破線で囲まれた回路で構成されています。この回路ブロックには充電と出力電圧検出に必要なすべての素子が含まれています。回路動作をもっとよく理解するには、動作の1サイクルに関する以下の説明を読み、図6を参照してください。最初、トランスの1次側または2次側には電流が流れていないと仮定し、したがって、コンパレータA1の出力は L で、A2の出力は H であると仮定します（A1とA2の入力の小さなオフセット電圧に注意してください）。このため、SRラッチはセットされ、パワーNPNスイッチQ1がターンオンします。 VBAT電圧とトランスの1次側インダクタンスによって決まる速度で、トランスの1次側の電流が直線的に増加します。電流の増加につれて14mΩ抵抗の両端の電圧が増加します。この電圧がA1の20mVのオフセット電圧を超えるとA1の出力は H になり、SRラッチをリセットしてQ1をターンオフします。ラッチをリセットするのに必要な電流は約1.4A（~20mV/14mΩ）です。 Q1がターンオフすると、2次側の電流がゼロ電流から、1次側の電流をN（トランスT1の巻線比）で割った値にまで急速にジャンプします。この例では、ピーク2次側電流は116mA （1.4A/12）です。これでダイオードD1が導通し、出力に電力を供給します。トランスの2次巻線の両端に正電圧が存在するので、2次側電流は、2次側インダクタンスと出力電圧（ダイオードの電圧降下を無視）によって決まる速度で直線的に減少します。2次側電流が40mA（10mV/0.25Ω）より低くなると、A2の出力は H になり、SRラッチをセットしてQ1をターンオンします。1次側の初期電流は単に最小2次側電流のN倍であり、この例では0.48A （40mA • 12）です。Q1は1次側電流が再び1.4Aに達するまでオン状態に留まります。この動作サイクルが繰り返され、Q1のオン時間とオフ時間を自動的に調節し、Q1のピーク電流が1.4A になり、最小2次側電流が40mA（標準値）になります。

(9)

LT3420/LT3420-1

9

3420fb

図6b. VOUT = 300V、VCC = VBAT = 3.3Vでの スイッチング波形

図6a. VOUT = 100V、VCC = VBAT = 3.3Vでの スイッチング波形 ISW 1A/DIV VSW 20V/DIV ISEC 200mA/DIV

2s/DIV 3420 F06a 2s/DIV 3420 F06b

ISW 1A/DIV VSW 20V/DIV ISEC 200mA/DIV

動作

前述の充電サイクルは、出力電圧が所期の値に達したら停止する必要があります。LT3420はSWピンのフライバック・パルスによって出力電圧を監視します。Q1がターンオフするとき、2 次側電流が流れ、ダイオードD1をターンオンします。ダイオードが導通しており、SECピンの電圧がグランドに近いので、2 次側両端の電圧はVOUTにほぼ等しくなります。したがって、1 次側の両端の電圧はVOUT/Nに近くなります。VOUT/Nに比例する電流がR1を通ってRFBピンに流れ込みます。この電流は RREFピンから抵抗を通して流れ出し、グランドを基準にした電圧を生じます。この電圧が内部の1V基準電圧を超えると、コンパレータA3の出力は H になり、マスタ・ラッチをリセットします。マスタ・ラッチのQ出力は L になり、電力供給ブロック全体を無効にして、リフレッシュ・タイマを有効にします。 漏れスパイクのブランキング LT3420のもう1つの機能は、パワー・スイッチQ1がオフしたときの漏れスパイクのブランキングです。Q1がオフした直後、200ns (標準)の間ワンショットがQ2をオンします。Q2がオンすると、コンパレータA3がディスエーブルされます。この機能により、SW ピンの漏れインダクタンスによるスパイクによってA3が誤ってトリップするのを防ぐことができます。実際には、PNPトランジスタQ3が漏れスパイクを除去します。 リフレッシュ・タイマ リフレッシュ・タイマが有効になると、2.5µAの電流源がスイッチオンし、外部タイミング・コンデンサC3を初期電圧から1V に充電します。C3の電圧が1Vに達すると、電流源の極性が反転し、2.5µAでC3を放電します。C3の電圧が0.5Vに達すると、リフレッシュ・タイマがセット・パルスをマスタ・ラッチに送り、 LT3420を充電モードにします。 インタフェース/コントロール CHARGEピンは2つの機能を提供します。第一に、ピンのレベル（ H ＝イネーブル、L ＝シャットダウン）にしたがって、デバイスをイネーブルするか、またはシャットダウンします。第二に、デバイスを充電モードに強制します（ L → H の遷移）。 LT3420にはDONEピンも備わっており、デバイスがフォトフラッシュ・コンデンサの充電を完了したかどうか信号を出します。DONEピンはオープンコレクタのNPNスイッチ（Q5）なので、外付けのプルアップ抵抗が必要です。デバイスが充電モードのときはいつでもDONEは L になります。充電モードが完了するとDONEは H になります。CHARGEピンとDONEピンの両方とも、デジタル・カメラやフィルム式カメラのマイクロプロセッサに簡単にインタフェースすることができます。 LT3420-1の相違点 LT3420-1では、1次側および2次側の電流制限レベルが異なります。LT3420-1の1次側電流制限レベルは1A (標準)で、2 次側電流制限は15mA (標準)です。LT3420-1には漏れスパイクのブランキング機能がありませんが、PNPトランジスタQ3が十分なフィルタリングを行うので問題を生じません。最後に、 LT3420-1のSWピンのブレークダウン電圧は50Vまで高くなります。

(10)

LT3420/LT3420-1

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3420fb 部品の選択 最適なトランスの選択 フライバック・トランスはLT3420/LT3420-1のどんなアプリケーションでも重要な役目を果たします。設計の良くないトランスを使うと効率の悪い動作になります。リニアテクノロジー社は多くのトランス・メーカーと協力して、LT3420/LT3420-1と一緒に使用する特定のトランスを開発してきました。これらの予め設計されたトランスは、大多数のアプリケーションに適しています。場合によっては、ユーザーは独自のトランスを設計することもあるでしょうし、あるいは単にトランスの設計に関する問題に関心があるかもしれません。以下、トランスの設計に関連した事項を簡単に解説します。 トランスの巻線比 トランスの巻線比Nは、NPNパワー・スイッチの絶対最大定格電圧を超えることがないように十分大きくします。パワー・スイッチがターンオフするとき、スイッチ（SWピン）のコレクタ電圧は、出力電圧をNで割った電圧にバッテリ電圧を加えた電圧まで「飛び」上がります（整流ダイオードの電圧降下は 無視。この電圧はパワー・スイッチの38V（LT3420）または50V （LT3420-1）ブレークダウン定格を超えてはいけません。 次式によって最小のNを選択します。 N V V LT N V V LT MIN OUT BAT MIN OUT BAT ≥ ≥ − 38 3420 50 3420 1 – ( ) – ( ) LT3420の設計では、5Vのバッテリ電圧と330Vの出力の場合、 NMINは10になるので、10以上の巻線比を使います。 トランスの1次側インダクタンス フライバック・トランスは、スイッチング・サイクルごとに、かなりのエネルギーをコアに蓄える必要があります。したがって、トランスは一般にエア・ギャップを必要とします。コア内にエア・ギャップを設けると、エネルギー蓄積能力、つまりインダクタンスが温度やコア材の変化に対してはるかに安定になります。ほとんどのコア・メーカーは特定の種類のコアに対して標準サイズのエア・ギャップを与えるので、異なったAL値になります。 ALは特定のコアの巻線の2乗当たりのインダクタンスです。特定のインダクタンスを得るには、所期のインダクタンスをAL値で割って、その結果の平方根をとり、トランスの1次側に必要な巻線数を求めます。 LT3420/LT3420-1はSWピンのフライバック・パルスによって出力電圧を検出します。これはパワー・スイッチがオフのときだけ生じるので、重要な判定基準はトランスの1次側インダクタンス 値が特定の最小値より大きいことです。スイッチのオフ時間は LT3420では500ns以上、LT3420-1では350ns以上にします。最小 インダクタンスは次式を使って計算することができます。 L V N N LT L V N N LT PRI OUT PRI OUT ≥ ≥ − 500 10 1 4 0 04 3420 350 10 1 0 0 015 3420 1 9 9 • • • ( . – . ) ( ) • • • ( . – . ) ( ) – – VOUT：目標とする出力電圧。 N：トランスの巻線比 トランスの漏れインダクタンス デバイスを適正にかつ効率よく動作させるには、トランスの漏れインダクタンスを最小限に抑えるように注意する必要があります。SWピンのDC電圧定格は、LT3420では38Vであり、 LT3420-1では50Vです。これらの定格はDCブロッキング電圧だけに対するものであり、LT3420/LT3420-1のダイナミック・ブロッキング電圧定格に対する追加の予防措置を考慮する必要があります。どちらのデバイスのダイナミック・ブロッキング電圧定格も38Vです。

アプリケーション情報

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3420fb 表1にLT3420とLT3420-1のSWピンのブレークダウン電圧をまとめます。 表1. SW_{ピンの電圧定格} デバイス SW_ピンのDC_定格 SW_{ピンのダイナミック定格} LT3420 38V 38V LT3420-1 50V 50V 新しいトランスの設計がSWピンの仕様を満たしているかどうかの確認の仕方を図7に示します。 A で示される最初の漏れインダクタンスによるスパイクは、 SWピンのダイナミック定格を超えてはなりません。この定格を超える場合は、トランスの漏れインダクタンスを小さくする必要があります。最初のスパイクの後の B で示されるフライバック波形は、SWピンのDC定格を超えてはなりません。この定格を超える場合は、トランスの巻数比を小さくする必要があります。SWピンの電圧を測定するときは、電圧プローブのグランド・ループを最小限に抑えるように注意する必要があります。不注意なプロービングを行うと、測定結果に誤差が生じます。パワー・スイッチがオンするときに生じる、C で示されるトランスの1次側の最初の電流スパイクの大きさにも注意してください。漏れインダクタンスが非常に小さなレベルになると、トランスの内部容量が大きくなります。これにより、1次側の最初の電流スパイクが過大になります。LT3420とLT3420-1のどちらも、標準的な設計では C のレベルを4A以下に保つ必要があります。1次側にワイヤ・ループを挿入して1次側電流を測定すると、1次側の漏れインダクタンスを人為的に大きくしてしまうことに注意してください。これにより、SWピンの電圧測定に誤差が生じる可能性があります。図7に示す測定は、所定のアプリケーションでVOUTとVBATの両方を最大レベルにして行います。これにより、SWピンの電圧および電流ストレスが最大になります。 トランスの2次側容量 2次側の全容量は、LT3420/LT3420-1の効率的かつ最適な動作を実現するために最小に抑えます。トランスの2次側では電圧が大きくスイングしますので（約600VP-P）、2次側のどの容量も回路の効率に大きく影響する可能性があります。さらに、1 次側の実効容量は、実際の2次側容量によって大部分支配さ IPRI VSW 3420 F07 0A 0V “A” “B” 38Vより低くなければならない（LT3420、LT3420-1） 4Vより低くなければならない（LT3420、LT3420-1） 38Vより低くなければならない（LT3420） 50Vより低くなければならない（LT3420-1） “C” 図7. _{新しいトランスの設計チェック（実際の大きさとは異なる）}

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3420fb れます。これは、2次側のどの容量も1次側に反映されるとき、単純にN2_{倍されるためです。Nは一般に10以上なので、10pF} の小さな2次側容量が1次側では100倍、つまり1.0nFになります。この容量はトランスの1次側漏れインダクタンスと共振回路を形成します。したがって、1次側漏れインダクタンスと2次側容量の両方を最小に抑えます。予め設計された各種トランスと関連パラメータを表2に示します。詳細情報やカスタム化については、個々のトランス・メーカーにお問い合わせください。 表2a. _{予め設計されたトランス（}LT3420_） PART TURNS

RATIO (µH)L LxWxH (mm)SIZE VENDOR SRW10EPC -U01H003 1:12 24 10.9x10.8x5.2 TDK (847) 803-6100 www.components.tdk.com 6375-T108 1:12 15 10.8x9.5x3.6 Sumida (847) 956-0666 www.sumida.com SBL-6.4 1:12 17.5 10.3x6.4x5.2 Kijima Musen 852-2489-8266 [email protected] 表2b. _{予め設計されたトランス（}LT3420-1_） PART TURNS

RATIO (µH)L LxWxH (mm)SIZE VENDOR SBL-5.6S-2 1:10 15 5.6x8.5x3.0 Kijima Musen 852-2489-8266 [email protected] LDT565630T -002 1:10.2 14.5 5.8x5.8x3.0 TDK (847) 803-6100 www.components.tdk.com ダイオードの選択 整流ダイオードは、逆電圧定格と順方向電流定格が十分な低容量タイプにします。ダイオードに加わるピーク逆電圧はおよそ次式で与えられます。 VPK-R≈

(

VOUT+( •N VBAT) • .

)

1 65 ダイオードのピーク電流は簡単に計算できます。 I I PK-SEC PK-SEC = = − 1 4 ₃₄₂₀ 1 0 _{3420 1} . ₍ ₎ . ₍ ₎ A N LT A N LT

図1の回路でVBATが3.3Vのとき、VPK-Rは590Vで、IPK-SECは

116mAです。LT3420/LT3420-1と組み合わせて使える各種ダイオードを表3に示します。これらは容量が小さく、逆ブロッキング電圧が高いので選ばれました。必要な逆方向ブレークダウン電圧を達成するのに十分な個数のダイオードを使います。

表3

PART MAX REVERSE

VOLTAGE (V) CAPACITANCE (pF) VENDOR GSD2004S

(Dual diode) 2x300 5 Vishay (402) 563-6866 www.vishay.com BAS21

(Single diode) 250 1.5 Philips Semiconductor (800) 234-7381 www.philips.com

MMBD3004S 2x300 5 Diodes Inc.

(805) 446-4800 www.diodes.com

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3420fb コンデンサの選択 VBATとVCCのデカップリング・コンデンサは、X5RまたはX7R の誘電体を使った多層セラミック・タイプにします。こうすれば、広い周囲温度範囲にわたって適切なデカップリングが保証されます。CTピンのタイミング・コンデンサには、高品質のセラミック・コンデンサも推奨します。Y5VやZ5Uの誘電体は避けてください。 LT3420/LT3420-1を選択的にディスエーブルする LT3420/LT3420-1はいつでも、たとえ充電中であっても、ディスエーブルすることができます。これは、デジタル・カメラが影響を受けやすいデータ収集段階に入ったとき便利です。この機能を図8に示します。充電サイクルの途中でCHARGEピンが L に引き下げられ、デバイスをディスエーブルします。影響を受けやすいデータ処理が完了した後、CHARGEピンは H に引き上げられ、充電動作が継続します。 効率の測定 大きな容量性負荷を充電するために設計された回路（特にフォトフラッシュ・コンデンサを使用した場合）の効率を測定するのは困難です。コンデンサを充電する回路の効率を測定する最適な方法は、出力コンデンサに供給されるエネルギー（0.5 • C • V2_{）を求めて、この値を全入力エネルギーで割りま} す。この場合、フォトフラッシュ・コンデンサは理想にほど遠いのでこの手法は適しません。とりわけ、フォトフラッシュ・コンデンサは比較的リーク電流が大きく、誘電吸収の値が大きく、電圧係数が非常に大きいコンデンサです。これよりはるかに高精度で簡単な手法は、出力電圧の関数としての効率を測定することです。フォトフラッシュ・コンデンサの代わりに、小型で高品質のコンデンサを使用して、非理想的なフォトフラッシュ・コンデンサに関連した誤差を低減します。調整可能な負荷を使用して、出力電圧をグランドと最大出力電圧の間の任意の値に設定できます。効率は出力電力（VOUT • IOUT）を入力電力（VIN • IIN）で割ることで測定されます。この手法は、測定からフォトフラッシュ・コンデンサの変動要素を除去するので、各種の充電回路を比較するのに適した手段にもなります。理想的なコンデンサを充電する回路の全効率は、VOUTが変化する間の所定の効率曲線の時間平均になります。 調整可能な入力電流 最近の多くの種類のバッテリでは、バッテリから取り出せる最大許容電流が制限されています。これは、一般にアクティブ回路またはポリヒューズによって行われます。デジタル・カメラの各種のデバイスは、特定の動作フェーズの間に高電流を必要とし、その他の時間はほとんど必要としない場合があります。フォトフラッシュ充電回路では、カメラの他の部分の電流が少ないときに多くの電流を流すことにより、これらの変化する電流に対応することができます。また、その逆も同様です。これは、フォトフラッシュ・コンデンサの充電時間を短くするのに役立つとともに、バッテリから電流を取り出しすぎるというリスクを 図8. いつでも充電サイクルを停止 VOUT 50V/DIV CHARGE NO CHARGE 0.5s/DIV 3420 F08 5V/ DIV VCHARGE

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3420fb 防ぎます。LT3420/LT3420-1回路への入力電流は、CHARGE ピンをPWM（パルス幅変調）信号でドライブすることによって調整することができます。マイクロプロセッサでPWM信号のデューティ・サイクルを調節して、入力電流を必要なレベルにすることができます。この機能を実現するための多くの手法があります。CHARGEピンの信号はリフレッシュ・タイマを無効にするので、目標の出力電圧に達したら、PWM信号を停止してフォトフラッシュ・コンデンサの過充電を防ぎます。入力電流を調整する簡単な手法を図9に示します。PWM信号の周波数は1kHzです。ONがロジック H のとき、回路がイネーブルされ、CHARGEピンがPWM信号によってドライブされます。目標の出力電圧に達すると、DONEが H になるとともにCHARGEも H になります。A1の出力が H になり、PWM 信号に関係なくCHARGEを強制的に H にします。このとき、デバイスはリフレッシュ・モードの状態です。リフレッシュ時間が終了すると、DONEピンが L になり、PWM信号が再度 CHARGEピンをドライブ可能になります。この機能はマイクロコントローラに容易に実装できます。PWM信号のデューティ・サイクルが変化したときのLT3420とLT3420-1の入力電流を図10に示します。 図9. 入力電流を調整可能な簡単なロジック 図10. デューティ・サイクルと入力電流 A1 A3 3420 F09 A2 TO LT3420 CIRCUIT CHARGE DONE ON 1kHz PWM SIGNAL

INPUT CURRENT (mA)

DUTY CYCLE (%) 90 3420 F10 10 800 LT3420 LT3420-1 0 30 50 70 400 200 600

アプリケーション情報

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3420fb ボードのレイアウト LT3420/LT3420-1は高電圧で動作するので、ボードのレイアウトには細心の注意が必要です。レイアウトに注意を払わないと、記載されているとおりの性能が得られません。図11と12 に推奨部品配置を示します。2次側の高電圧端の面積をできるだけ小さくします。すべての高電圧ノードに対して最小間隔より広い間隔がとってあることに注意してください。これは回路基板のブレークダウン仕様を満たすために必要です。フォトフラッシュ・コンデンサをLT3420/LT3420-1回路から離して配置する場合、十分な電圧定格の小型セラミック・コンデンサ（20nF∼50nF）をデバイスの近くに配置します。これにより、適 切なバイパスが保証されます。この回路には致命的な高電圧 が発生することを忘れないでください。回路を扱うときは注意 してください。 図11. _{推奨レイアウト（}MS10_{パッケージ）} 3420 F11 CHARGE DONE C3 C1 C2 + – R2 R1 D1A D1B PHOTOFLASH CAPACITOR VOUT VBAT VCC GND T1 図12. _{推奨レイアウト（}DD_{パッケージ）} 3420 F12 CHARGE DONE C3 C1 C2 + – R2 R1 D1A D1B PHOTOFLASH CAPACITOR VOUT VBAT VCC GND T1

アプリケーション情報

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LT3420/LT3420-1

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3420fb 3420 TA01 + VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420 VBAT RFB SW CT GND C2 4.7μF C3 0.1μF C1 4.7μF VBAT 1.8V TO 6V VCC 2.5V TO 10V R1 52.3k 2 4 9 8 10 5 3 6 7 1 2 4 9 8 10 5 3 6 7 1 T1 1:12 320V 3, 4 5, 6 8 1 R2 2k D1 C1, C2, C4, C5, C6, C7: 4.7μF, X5R or X7R, 10V

T1-T3: TDK SRW10EPC-U01H003 FLYBACK TRANSFORMER D1-D3: VISHAY GSD2004S SOT-23

DUAL DIODE. DIODES CONNECTED IN SERIES Q1: 2N3904 OR EQUIVALENT * あらゆるサイズのフォトフラッシュ・コンデンサを充電可能 ** 必要な台数のスレーブ・チャージャを使用高電圧危険：高電圧技術者のみ取扱可 650μF* 350V PHOTOFLASH CAPACITOR VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420 VBAT RFB SW CT GND C5 4.7μF C4 4.7μF VBAT T2 1:12 3, 4 5, 6 3, 4 5, 6 8 1 2 4 9 8 10 5 3 6 7 1 1 D2 SLAVE** CHARGER MASTER CHARGER SLAVE** CHARGER VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420 VBAT RFB SW CT GND C7 4.7μF C6 4.7μF VBAT T3 1:12 8 1 D3 R4 100k R3 100k V_CC VCC Q1 2N3904 CHARGE 大型フォトフラッシュ・コンデンサを迅速に充電するために複数のLT3420回路を並列に使ったプロ用チャージャ

標準的応用例

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3420fb 3420 TA02 + VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420 VBAT RFB SW CT GND C2 4.7μF C3 0.1μF C1 4.7μF VBAT 1.8V TO 5V VCC 2.5V TO 10V CHARGE DONE R1 47.5k T1* 1:12 _300V 2 1 3 5 R2 2k D1 C1: 4.7μF, X5R or X7R, 6.3V C2: 4.7μF, X5R or X7R, 10V

C4: RUBYCON 220F PHOTOFLASH CAPACITOR D1: VISHAY GSD2004S SOT-23

DUAL DIODE. DIODES CONNECTED IN SERIES T1: KIJIMA MUSEN SBL-6.4 * トランスによって決まる最大周囲温度（60℃）高電圧危険：高電圧技術者のみ取扱可 C4 220μF 330V PHOTOFLASH CAPACITOR 4 9 8 10 5 1 7 6 3 2 VOUT (V) 50 EFFICIENCY (%) 90 80 70 60 50 40 100 150 200 250 3420 TA03 300 350 VIN = 3.3V VCC = VBAT = VIN VIN = 5V 効率 小型トランスを使用したLT3420フォトフラッシュ充電回路

標準的応用例

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LT3420/LT3420-1

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3420fb MS_{パッケージ} 10ピン・プラスチックMSOP （Reference LTC DWG # 05-08-1661） MSOP (MS) 0603 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) シーティング・プレーン 0.18 (.007) 1.10 (.043) MAX 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 0.127 ± 0.076 (.005 ± .003) 0.86 (.034) REF 0.50 (.0197) BSC 1 2 3 4 5 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) 0.497 ± 0.076 (.0196 ± .003) REF 8 9 10 7 6 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 3) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) NOTE： 1. 寸法はミリメートル/（インチ） 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まないモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと 4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まないリード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）は最大0.102mm（0.004"）であること 0.254 (.010) _{0° – 6° TYP} DETAIL “A” DETAIL “A” ゲージ・プレーン 5.23 (.206) MIN 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 推奨する半田パッド･レイアウト 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 0.50 (.0197) BSC

パッケージ

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3420fb DDパッケージ 10_{ピン・プラスチック}DFN_（3mm 3mm_） （Reference LTC DWG # 05-08-1699） 3.00 ±0.10 (4 SIDES) NOTE： 1. 図はJEDECパッケージ・アウトラインMO-229のバリエーション（WEED-2）になる予定。バリエーションの指定の現状についてはLTCのWebサイトのデータシートを参照 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 0.38 ± 0.10 底面図―露出パッド 1.65 0.10 (2 SIDES) 0.75 ±0.05 R = 0.115 TYP 2.38 ±0.10 (2 SIDES) 1 5 10 6 ピン1のトップ・マーキング（NOTE 6） 0.200 REF 0.00 – 0.05 (DD10) DFN 1103 0.25 ± 0.05 2.38 ±0.05 (2 SIDES) 推奨する半田パッドのピッチと寸法 1.65 0.05 (2 SIDES) 2.15 ±0.05 0.50 BSC 0.675 ±0.05 3.50 ±0.05 パッケージの外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC

パッケージ

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

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3420fb 高さ3mm_{の小型トランスを使用した}LT3420-1_{フォトフラッシュ回路} 3420 TA04 + VCC CHARGE DONE SEC RREF LT3420-1 VBAT RFB SW CT GND C2 4.7μF 0.1μF C1 4.7μF VBAT 1.8V TO 6V VCC 2.5V TO 6V CHARGE DONE 60.4k T1 1:10.2 320V 8 5 4 1 2k D1 C1, C2: 4.7μF, X5R or X7R, 6.3V

C3: RUBYCON 100F PHOTOFLASH CAPACITOR T1: TDK LDT565630T-002 FLYBACK TRANSFORMER D1: VISHAY GSD2004S SOT-23

高電圧危険：高電圧技術者のみ取扱可 C3 100μF 330V PHOTOFLASH CAPACITOR 4 9 8 10 5 1 7 6 3 2 VBAT (V) 2 TIME (s) 6 3420 TA05 3 4 5 10 8 6 4 2 0 VOUT CHARGED FROM 50V TO 320V COUT = 100F COUT = 40μF 充電時間

標準的応用例

リニアテクノロジー株式会社

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