招待論文

招待論文

QAM-OFDM 変調ディジタル無線通信における多層・複合材料の電磁 波遮蔽の評価

知念 幸勇

^†a)

石原 杏奈

^†

知名紗也加

^†

金城伊智子

^††b)

Evaluation on Electromagnetic Wave Shielding by Various Multilayer and Composite Materials in QAM-OFDM Digital Wireless Communications

Koyu CHINEN

^†a)

, Anna ISHIHARA

^†

, Sayaka CHINA

^†

, and Ichiko KINJO

^††b)

あらまし 256-QAM-OFDM変調信号の送受信において，送受信アンテナ間に置いた18種類の多層構造・複合 材料による受信電力（P_wr），変調精度（EVM）への影響を評価し，その測定結果をシステム・シミュレーション と比較した．P_wrとEVMの関係において，受信信号の復調ができないレベルとなるEVMしきい値電力を観測 した．EVMしきい値電力は，電磁波遮蔽率，受信器のデータ識別・再生の最小受信電力及び送信信号の変調方式

（シンボル数，符号化率，帯域幅など）により決まり，送受信電力，雑音伝達式による数値計算で求めることがで きた．ディジタル無線通信においては，多層構造，複合材料による送信信号の伝搬損失だけでなく，送受信信号 様式，送受信機の雑音指数がEVMしきい値電力を含む誤り率などの通信品質を決定する．

キーワード 256-QAM-OFDM，EVM，EVMしきい値電力，電磁波遮蔽体，多層・複合材料，ディジタル無線 通信

1.

ま え が き

Wi-Fi

（

Wireless Fidelity

），

LTE

（

Long Term Evo- lution

），

WiMAX

（

WorldWide Interoperability for Mi- crowave Access

^{），地上波ディジタル}

TV

^放送，

5G-NR

（

5th Generation New Radio

）などのディジタル無線通信 では

QAM

（直角位相振幅変調：

Quadrature Amplitude Modulation

）と

OFDM

（直交周波数分割変調：

Orthog- onal Frequency Division Multiplexing

）変調方式が使わ れている．この

QAM-OFDM

^{変調信号の伝搬におい} て周囲環境の様々な材料や構造物が及ぼす影響を調べ ることは，ディジタル無線通信における品質・セキュ リティの確保にとって重要な課題といえる

[1]

〜

[5]

．

周囲環境にある様々な材料は異材質の多層構造，異

†GLEX，横浜市

GLEX, 1–24 Kagahara, Tsuzuki-ku, Yokohama-shi, 224–0055 Japan

††国立沖縄工業高等専門学校，名護市

National Institute of Technology, Okinawa College, 905 Henoko, Nago-shi, 905–

2196 Japan

a) E-mail: [email protected] b) E-mail: [email protected]

DOI:10.14923/transcomj.2020PEI0001

成分の複合材料が多いが，層厚や組成比はある程度定 まっている製品が多い．本研究では身の回りにある

18

種類の材料を選び，これらの材料による

QAM-OFDM

ディジタル無線信号の電磁波遮蔽と電送品質への影 響を受信電力とエラー測定により評価し，シミュレー ション結果と比較・検討することにより，ディジタル 無線通信における多層・複合材料による電磁波遮蔽と 通信品質の関係を明らかにする．

2. 256-QAM-OFDM

変調信号

2. 1 QAM

変調と

OFDM

変調

本研究ではディジタル無線通信として

IEEE802.11ac

に使用される

256-QAM-OFDM

変調信号を用いた．多 値

QAM

変調ではデータのビット列を

I

（同相成分：

In-phase

^）と

Q

^{（直交成分：}

Quadrature-phase

^）の直交 座標軸にマッピングしてシンボルに振り分ける．例え ば図

1

に示すように，

64QAM

の場合，ビット列を

6

ビットずつグレイコードで配置した

64

個のシンボル に振り分ける．

IQ

座標面上のシンボル全体の星座を コンスタレーションと称する．

マッピング後，それぞれのシンボルはビット列の速

図1 QAM変調とEVMの概念図 Fig. 1 Feature of QAM modulation and EVM.

度に対応した速度（シンボルレート）で送信される．

データ速度を大きくするにはシンボル数を増やし，更 にシンボルレートを速くする．受信側でシンボルを復 調する際，シンボルの基準信号（

V

_S）に対する振幅・

位相揺らぎ（

∆V

_n）を表す変調精度

EVM

（

Error Vector Magnitude

，

20log

（

∆V

_n

/V

S））を信号の誤り率（品質）

を評価する指標として使用する．

2. 2 QAM-OFDM

送受信システム構成

基本的な

QAM-OFDM

変調送信ブロックを図

2

に 示す．ビット列を

S/P

（

Serial to Parallel conversion

）変 換後，シンボルを

IQ

座標にマッピングし，各シンボ ルを異なる周波数のサブキャリアに振り分ける．シン ボルレートが速くなるとサブキャリアが占有する全体 の周波数帯域幅（

BW

：

Band Width

）が広くなる．サ ブキャリアは逆高速フーリエ変換（

IFFT

：

Inverse Fast Fourier Transform

）により，時間軸のベースバンド信号 に変換される．簡単な理解のために図では各変調信号 を三角関数表示で示した．

IQ

成分を有するベースバン ド信号は

P/S

変換，

D/A

（

Digital to Analog conversion

） 変換後，搬送波周波数に周波数変換（アップコンバー ジョン）する際，

IQ

変調（位相変調）が行われ，

IQ

信号の加算後，電力増幅器を経て送信アンテナに送ら れる．

図

3

に示す

QAM-OFDM

変調受信ブロックでは，受 信アンテナで受信した

QAM-OFDM

信号は周波数変 換（ダウンコンバージョン）後，

IQ

信号に分離され ベースバンド信号となる．時間軸のベースバンド信号 は

A/D

変換，

S/P

変換，高速フーリエ変換（

FFT

）を 経て，周波数軸のサブキャリアに分離され，

IQ

座標軸 上でシンボルにデマッピングされる．復調されたシン ボルの

EVM

，コンスタレーションなどを測定するこ とで，送受信経路におけるデータ通信品質を評価する ことができる．

図2 QAM-OFDM変調送信ブロック構成

Fig. 2 QAM-OFDM transmission system.

図3 QAM-OFDM変調受信ブロック構成

Fig. 3 QAM-OFDM receiving system.

データ伝送速度・品質を向上させるには無線伝搬区 間で生じる反射波・遅延波によるマルチパス干渉対 策，シンボル間干渉対策，複数アンテナによる複数伝 搬経路（ストリーム）の確保などが行われるため，実 際には図

2

，

3

の送受信システムのデータ処理ブロッ ク以外に，ガードインターバルにおける

CP

（

Cyclic Prefix Insertion

）挿入，

FEC

（前方誤り訂正：

Forward Error Correction

）挿入，

MIMO

（

Multiple Input Multiple Output

，

2

〜

8

ストリーム）などの処理ブロックを含 むため，一般に

QAM-OFDM

変調回路は複雑な

DSP

（

Digital Signal Processor

）

LSI

で構成される

[6], [7]

．

3.

受信電力（

P

_wr^），

EVM

測定実験

3. 1 256-QAM-OFDM

送受信実験システム 実験で使用した

256-QAM-OFDM

送受信システムの 構成を図

4

に示す．

256-QAM-OFDM

信号の生成には

VSG

（

Vector Signal Generator

，

E8276D

，

Agilient

）を 用いた．キャリア周波数は

2.53 GHz

（

BW

：

80 MHz

）

図4 256-QAM-OFDM送受信実験システム Fig. 4 Experimental set-up of 256-QAM-OFDM transmission.

と

5 GHz

（

BW

：

40 MHz

）である．

5 GHz

帯における 測定システムの構成部品による信号損失が相対的に大 きいため，

BW

を

40 MHz

と

1/2

に狭めることで，

5 GHz

帯の受信感度を高くした．

送信アンテナにはホーンアンテナ（

BBHA9120B 511

， 開口面

18.2 cm

×

12.4 cm

，利得：

12.7 dBi

（

2.53 GHz

），

15.7 dBi

（

5 GHz

））を用いた．送信アンテナと

VSG

の 接続には同軸ケーブル（損失：

8 dB

（

2.5 GHz

））を用 いた．ここで，

dBi

は完全無指向アンテナ（

isotropic antenna

）を基準とした利得の単位を表す．受信アンテ ナは

2.5 GHz

帯パッチアンテナ（

PA2413A

，

1 dB

減衰 角：

± 10

度，利得：

13.4 dBi

）と

5 GHz

帯パッチアン テナ（

PA0509S

，

1 dB

減衰角：

±15

^{度，利得：}

10 dBi

） を用いた．

受信アンテナには低雑音増幅器（

LNA

：

Low Noise Amplifier

，利得：

33.5 dB

（

2.5 GHz

），

27.5 dB

（

5 GHz

），

NF

：

4 dB

）を接続し，

VSA

（

Vector Signal Analyzer

，

M9392A PXI

，

Agilent

）で受信電力（

P

wr），

EVM

，コ ンスタレーション，スペクトルを測定した．送受信ア ンテナ間距離は

4.5 m

で，受信アンテナの前

0.7 m

の 位置に電磁波遮蔽材を置いた．

3. 2

測定した電磁波遮蔽材の特徴

測定した電磁波遮蔽材は身の回りにある導体，誘電 体の多層・複合材料で構成される市販の製品から

18

種類の材料を選んだ．電磁波遮蔽特性に影響する電磁 波遮蔽材に含まれる主な導電体材料・厚さ・含有量を 表

1

に示す．典型的な電磁波遮蔽材について層構造，

複合組成の概要を図

5

に示す．

電磁波遮蔽材を構成する導電体，磁性体の膜厚，分 布，粒形などは一様ではないが，市販の材料には，業 界の製品仕様の統一規格があり，測定結果の汎用性，

共通性が期待できる．

しかし，異なる導電率，誘電率，透磁率を有する混 合物が均一に分布する材料の場合は混合物の体積比率 で実効誘電率・透磁率を表せるが，不均一に分布する 場合，あるいは水分・イオンなどが環境変化に伴い吸 収された場合は体積比率では算出できない

[8]

．

表1 電磁波遮蔽材の概要 Table 1 Electromagnetic shielding materials.

材料名 寸法(cm) 主な導電体材料・厚さ・

含有量，体積抵抗率など アルミ蒸着発泡 ポ

リエチレン

60×47×0.3 Al：10µ^m

ホワイトボード 60×45×1 Fe：500µ^m，紙基材

鉄板 30×45×0.125 Fe：1250µ^m

アルミホイル 60×45×0.0011 Al：11µ^m アルミシート 33×55×0.007 Al：70µm アルミ板 30×40×0.3 Al：300µ^m 空洞コンクリート

ブロック

39×38×15

銅板 50×50×0.07 Cu：70µ^m

静電マット 60×60×0.2 カ ー ボ ン (10³〜10⁵ Ω cm)，高分子基材 導電フォーム 60×60×5 カーボン，10⁷Ωcm， 発

泡ウレタン 電磁波吸収体 60×53×3 カーボン，ウレタン CNT含有プラスチ

ック

40×40×0.3 CNT≥^{10 %}，プラスチッ ク

ガラエポ銅張積層 基板

30×40×0.16 Cu：18µ^m，両面銅張，ガ ラエポ

ガラス板 50×70×0.3

アルミ箔テープ 32×42 Al：80µ^m

パラボラアンテナ 90×60×21 Al，2.5-GHz帯反射板（30-

mm格子）

人体 30×60×30 水，イオン(N a⁺，K⁺)

図5 実験に使用した多層・複合材料の構成例 Fig. 5 Multilayer and composite materials.

4. EVM

測定結果

4. 1

受信電力

P

_wrと

EVM

の測定結果

電磁波遮蔽材ごとの受信電力（

P

_wr）と

EVM

，及 びコンスタレーションの測定結果を図

6

，

7

に示す．

EVM

は受信信号の信号対雑音比（

SNR

：

Signal to Noise

Ratio

）に関連しており，受信電力（

P

_wr）の減少とと もに

EVM

が大きくなっている．キャリア周波数

2.53

GHz

においては

P

_wr

= -23 dBm

以下で，キャリア周 波数

5 GHz

では

P

_wr

= -35 dBm

以下で

EVM

が急激 に大きくなり，コンスタレーションも大きく乱れ受 信信号は復調できなかった．ここで，

dBm

は

P

_wrを

10logP

_wr

(mW)

の式で算出した値の単位である．

4. 2

電磁波遮蔽材の伝搬損失

測定した材料による

256-QAM-OFDM

^{変調信号の電} 磁波遮蔽率

α(dB)

とその考察について，表

2

（

f

c

:2.53

図6 受信電力（P_wr）とEVM（f_c:2.54 GHz）

Fig. 6 Measurement ofPwrand EVM(fc:2.54 GHz).

図7 受信電力（P_wr）とEVM（f_c:5 GHz）

Fig. 7 Measurement ofPwrand EVM(fc:5 GHz).

表2 電磁波遮蔽材による伝搬損失（f_c:2.53 GHz）

Table 2 Features of electromagnetic shielding materials(fc:2.53 GHz).

電磁波遮蔽率 材料名 考察

α^(dB) （製品名）

0〜5 ガラス，静電マット，

導電マット，発泡ポ リエチレン，アルミ 板，水，銅板アルミ シート

・ガラス：絶縁体のため電磁 波吸収率が小さい．・導体板：

吸収−再放射のため電磁波吸 収が小さい．

6〜10 カーボンナノチュー ブ含有体，空洞コン クリートブロック，

電磁波吸吸収体，両 面ガラエポ基板，鉄 板

・カーボンナノチューブ含有 体，空洞コンクリートブロッ ク，電磁波吸収体：電子ドリ フト振動及びイオン振動によ る誘電損失が大きい．・鉄板：

磁性吸収が大きいが，吸収−

再放射がある．

11〜20 ホワイトボード，ア ルミ蒸着発泡ポリエ チレン，人体，パラ ボラアンテナ

・ホワイトボード：鉄板によ る磁性損失が大きく，吸収−

再放射が小さい．・アルミ蒸 着発泡ポリエチレン：アルミ 粒子内の電子ドリフトによる 抵抗損失が大きい．・人体：

イオン振動による誘電損失が 大きい．・パラボラアンテナ：

2.5-GHz用のグリッド反射板

のため電磁波反射が大きい．

GHz

）に示す．キャリア周波数

2.53 GHz

の場合は，人 体，アルミ蒸着発泡ポリエチレン，ホワイトボード，

鉄板などが大きな電磁波遮蔽率を示した．キャリア周

波数

5 GHz

の場合は人体，鉄板，空洞コンクリートブ

ロック，ホワイトボードなどが大きな電磁波遮蔽率を 示した．

5. QAM-OFDM

シミュレーション

256-QAM-OFDM

送受信測定結果を考察するために，

システム・シミュレーションを行った．シミュレータ は

AWR-VSS

を使用した

[9]

．図

8

に

256-QAM-OFDM

シミュレーションのシステムモデルを示す．電磁波 遮蔽材は送信アンテナと受信アンテナの間に接続し た．トータルシステム雑音は

AWGN

（

Additive White Gaussian Noise

：加算性白色雑音源）で表した．キャ リア周波数

2.53 GHz

における

EVM

，コンスタレー ションのシミュレーション結果を図

9

に示す．比較の ために，測定データも示した．シミュレーションでは

P

wr

= -23 dBm

以下での急激な

EVM

の上昇は見られ なかった．

EVM = -23 dBm

以上における

EVM

とコン スタレーションは測定値とシミュレーション結果がほ ぼ一致した．

図8 256-QAM-OFDMシミュレーションシステム

Fig. 8 QAM-OFDM system for simulation.

図9 256-QAM-OFDMシミュレーション結果

Fig. 9 Result of 256-QAM-OFDM system-simulation.

6. 256-QAM-OFDM EVM

数値計算

6. 1 P

_wrと

EVM

^{の数値計算モデル}

図

9

のシミュレーションでは

EVM

が急激に変化す る受信電力

P

_wr（

EVM

しきい値電力）を表すことがで きなかった．

AWR-VSS

シミュレータには受信システ ム（

VSA

）の最小受信感度が組み込まれていない．受信 電力（

P

wr）をフリスの伝達公式より，雑音電力をシス テム構成部品の雑音指数より求め，

EVM

を算出した．

図

10

に計算で使用した送受信システム構成を示す．

図

10

の送受信システム構成において，受信電力

（

P

_wr）を次式で表す．

P

wr

= P

_in

Γ

_C1

G

_TX

Γ

_L

Γ

_S

G

_RX

G

_LNA

Γ

_C2

(1) VSA

における受信雑音電力（

N

_o）を次式で表す．

N

_o

≃ N

_i

Γ

_C1

G

_TX

Γ

_L

G

_RX

G

_LNA

Γ

_C2

+kTB{

F

_LNA

G

_LNA

Γ

_C2

+(F

C2

−1)Γ

C2

}+N

r

(2)

ここで，自由空間伝搬損失（

Γ

_L）は以下の式で求まる．

Γ

_L

= ( λ

4 π L )

²

(3)

EVM

を受信器における分解周波数帯幅（

RBW

：

Res- olution Band Width

）における

SNR

で表す．

EVM = 10log( N

o

S

_o

) @ RBW = 25 kHz (4)

式

(1)

〜

(4)

で用いた記号の内容と

2.53 GHz

のキャリ ア周波数における数値計算に用いたパラメータの数値 を表

3

に示す．

6. 2 VSG

と

VSA

の雑音指数

測定系の雑音指数を調べるため，

VSG

と

VSA

を 直結し

P

wrと

EVM

を測定した．図

11

に示すように

EVM

は変調入力電力

P

_inの低い領域と高い領域で急 激に増加した．受信電力

P

_wrはほぼ線形に変化してい

図10 受信電力Pwr，EVM計算システム構成 Fig. 10 Configuration forPwrand EVM calculation.

るため，

VSG

と

VSA

の雑音電力

N

_iと

N

_rの急激な変 化が影響している．

N

_iと

N

_rは変調帯域幅とシンボル 数とともに上昇する．

P

wrと

EVM

^{の測定値と計算値} はほぼ一致した．図

10

の伝送システムの場合は，信号 損失・増幅，空間伝送などを経て位相雑音などが重畳 されるため，

N

_rが急激に変化する受信電力

P

_wrは

-45 dBm

〜

-25 dBm

の範囲にある．

6. 3 VSG

^と

VSA

^{の雑音電力と}

EVM

^の計算 キャリア周波数

2.53 GHz

における受信電力（

P

wr），

EVM

，伝搬損失の計算結果を図

12

に示す．比較のた めに

EVM

の測定値も示した．

EVM

に関しては

EVM

しきい値電力を含め，測定値と数値計算がほぼ一致し た．ここで，伝搬損失

(dB)

^は

P

o（遮蔽材がない場合 の

P

wr）−

P

wrの

dB

の計算式で算出した値で，電磁 波遮蔽率

α(dB)

^{と同義である．}

数値計算法では，ベクトル信号発生器とベクトル信

表3 数値計算で用いたパラメータ（fc:2.53 GHz）

Table 3 Parameters for calculation(fc:2.53 GHz).

Symbol Content Value Unit

Pin Output power at VSG 1×10^-1 mW

Ni Noise by VSG 5×10^-9 mW

Nr Noise by VSA <2×10^-7 mW

ΓC1 Loss in COAX(1) 1.58×10^-1

FC1 NF of COAX(1) 6.33

GTX Gain of Transmit Antenna 1.86×10¹ ΓL Space Propagation Loss 4.51×10^-6

L Propagation Distance 4.5 m

ΓS Loss at Measured Sample 0.04 to 1 GRX Gain of Receiving Antenna 2.19×10¹

GLNA Gain of LNA 2.24×10³

FLNA NF of LNA 2.5

ΓC2 Loss in COAX(2) 0.56

FC2 NF of COAX(2) 1.78

fc Carrier Frequency 2.53 GHz

k Boltzman Constant 1.38×10^-23 J/K

T Ambient Temperature 298 K

B Resolution Band-width 2.5×10¹ kHz

図11 VSGとVSAを直結した場合のPwrとEVM Fig. 11 Pwrand EVM measurement on directly

connected VSG and VSA.

号解析器における変調信号電力により変化する雑音 電力を測定し，数値計算に組み込むことでシミュレ―

ションでは表せなかった

EVM

^{しきい値電力を表すこ} とができた．

受信側では

A/D

変換，

FFT

，タイミング同期，デー タ識別・再生に必要とされる最小受信電力があり，そ の受信信号電力以下ではシンボル再生における揺らぎ が大きく，

EVM

^{が測定不能になる}

-10 dB

^{以上に急上} 昇する．この急激な変化を示す受信電力

P

wrが

EVM

しきい値電力であり，このしきい値を数値計算では表 すことができた．

キャリア周波数

5 GHz

においても，図

13

に示すよ うに測定値と数値計算値はほぼ同じ結果が得られた．

しかし，数値計算ではコンスタレーション，スペクト ルなどを表すことが容易ではないため，ディジタル無 線通信の送受信特性の正確な評価のためにはシステム シミュレータを併用する必要がある．

7.

ディジタル無線通信と電磁波遮蔽材

7. 1

ディジタル無線通信の

EVM

最小受信感度 ディジタル無線通信では送信側において

S/P

変換，

図12 受信電力PwrとEVMの計算値（fc:2.53 GHz）

Fig. 12 Calculation ofPwrand EVM(fc:2.53 GHz).

図13 受信電力PwrとEVMの計算値（fc:5 GHz）

Fig. 13 Calculation ofPwrand EVM(fc:5 GHz).

シンボルマッピング，

IFFT

，

P/S

変換，

D/A

変換，

IQ

変調などの演算を行い，受信側では

IQ

復調，

A/D

変 換，

S/P

^変換，

FFT

，シンボル・デマッピングの演算を 行うため，クロック信号のタイミング抽出，データ信 号の識別・再生が不十分だと，

EVM

や

BER

（

Bit Error Rate

）が急激に上昇する

[10]

．したがって，ディジタ ル無線通信では受信信号レベルが大きくても，データ 再生ができない場合がある．この最小受信感度（

EVM

しきい値電力）は受信回路の性能に依存するため，身 近にある様々な電磁波遮蔽材は高速・多値変調のデー タ速度や誤り率に大きく影響する．

本実験では，

256QAM

の変調信号の

EVM

しきい値 電力は

64QAM

^に比べ約

7 dB

^{上昇した．電磁波遮蔽} 材によっては

64QAM

変調信号に対しては受信特性に 影響がない場合でも

256QAM

変調信号の電波に対し てはデータが復調できない遮断状態になるおそれが ある．

本実験においては，キャリア周波数

5 GHz

^では送 受信システムの構成部品による信号減衰が大きいため

BW

を

40 MHz

に設定した．そのため，キャリア周波 数

5 GHz

におけるサブキャリア間隔が

1/2

，シンボル レートも

1/2

となり，

VSA

の最小受信感度が良くなり

5 GHz

^帯の

EVM

^{しきい値電力は}

2.5 GHz

^{帯に比べ約}

12 dB

低くなっている．

7. 2

電磁波遮蔽材の電磁波吸収モデル

図

14

に示すように，複合組成材料は抵抗，誘電体，

磁性体の複合的な電磁波吸収メカニズムを有する．電 磁波遮蔽体の電磁波遮蔽材の中でも，人体，ホワイト ボード，アルミ蒸着発泡ポリエチレン，アルミホイルな どでは大きな電磁波遮蔽効果が見られた．人体はイオ ン振動吸収，ホワイトボードは鉄による磁性吸収，ア ルミ蒸着発泡ポリエチレンやアルミホイル（

t : 11 µ m

） は電子ドリフト振動による電気抵抗吸収が大きく，身

図14 複合組成材料による電磁波遮蔽 Fig. 14 Electromagnetic shielding by composite

materials.

近にある電磁波遮蔽率の高い材料といえる．実際にス マートキーやスマートフォンなどをアルミホイルで

2

^〜

3

重に包むと全く機能しなくなる．また，人の多い オフィスやホワイトボードで囲まれたエリアではディ ジタル無線通信の品質確保には注意が必要である

[11]

． ガラス，静電マット，導電マットによる電磁波遮蔽率 は非常に小さい．セキュリティ確保のためガラスやプ ラスチックに電磁波遮蔽効果をもたらすには導体・磁 性体の混合，金属メッシュ，透明導電体被膜などが有 効である

[12]

〜

[14]

．

今回の実験では空洞コンクリートによる電磁波遮蔽 率が大きく出たが，海岸に近い建屋の屋上に数年置か れた試料を使用したため，雨水などの吸収によるイオ ン振動による影響が考えられる

[15], [16]

．

7. 3

スペクトル変動と

EVM

本実験において，

EVM

が非常に大きくなったとき のスペクトルでは図

15

に示すように，不均一にひず む現象（ノッチ）が見られた．ディジタル無線通信に おいてはサブキャリアの振幅・位相の変化がデータ復 調におけるデータ識別・再生に大きな影響を及ぼすた

図15 スペクトルに影響を及ぼす複合組成材料 Fig. 15 Change in spectrum at a composite material.

表4 ディジタル無線通信規格 Table 4 Digital wireless communication standards.

Wireless 4G IEEE 5G (NR) 5G (NR)

com. (LTE-A) 802.11ax DL (FR1) DL (FR2)

service DL (Wi-Fi6) (2020) (2021)

Terminal com.

0.1 to 1 ≤9.6 ≤10 ≤20

speed (Gb/s)

Carrier ≤5.9 2.4 to 5 3.7 to 4.5 24 to 52

frequency (GHz)

Frequency ≤20 ≤160 ≤100 ≤400

BW (MHz)

Modulation OFDM,OFDMA,CP-OFDM

method

QAM ≤2048

MIMO ≤8x8

め，スペクトルに影響を及ぼす不均一な組成を有する 複合材料の電磁波遮蔽材には注意が必要である．表

4

にディジタル無線通信規格の概要を示す．いずれの 規格も

QAM-OFDM

変調をベースにしている．

5G

は

LTE

に比べて

10

〜

20

倍のデータ速度を目指しており，

主に周波数帯域幅を

5

〜

20

倍に拡大することで達成す る．しかし，スペクトル幅が

5

〜

20

倍に広がることは，

電磁波遮蔽材によるスペクトル歪が起きやすくなるこ とでもあり，周囲環境における電磁波遮蔽材の特性の 把握と選択が重要になってくる．

8.

む す び

ディジタル無線通信における通信品質について，身 近にある

18

種類の多層・複合材料の電磁波遮蔽の影響 を調べた．無線信号として

256-QAM-OFDM

変調信号 を使用し．ホーンアンテナとパッチアンテナ間に置い た電磁波遮蔽材により変化する受信電力（

P

_wr）と変調 精度（

EVM

）を測定した．電磁波遮蔽で変化する受信 電力がある程度以下になると，急激に

EVM

が上昇す る

EVM

しきい値電力を観測した．システム・シミュ レータ（

AWR-VSS

）を用いて，受信電力

Pwr

，

EVM

， コンスタレーションをシミュレーションすることで，

EVM

しきい値電力を除き，測定値とほぼ同じデータ が得られた．

フリスの伝達公式を使用し，システム構成部品の雑 音指数，

VSG

，

VSA

の雑音レベル（最小受信感度）を 組みこんだ無線送受信システムの

SNR

を計算するこ とで

EVM

しきい値電力を表すことができた．

EVM

しきい値電力は受信回路のタイミング同期，

データ識別・再生回路の性能に依存するため，変調信 号の

QAM

（シンボル数），符号化率，周波数帯域幅に 依存する．したがって，電磁波遮蔽材による無線通信 品質への影響は，多層・複合材料の電磁波遮蔽特性に 加え，送信信号の変調方式，受信器の回路性能に大き く依存する．

シミュレーションと数値計算式に多層・複合材の電 磁波遮蔽率とシステム雑音を組み込むことで，ディジ タル無線通信における，

EVM

^{しきい値電力を含む通} 信品質（

P

wr，

EVM

，コンスタレーション，スペクト ル，

BER

）の設計・評価が可能であることを示した．

文 献

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（2020年7月27日受付，12月2日再受付，

2021年2月9日早期公開）

知念 幸勇 （正員）

1981静岡大学大学院・電子科学研究科・

博士課程了．工学博士．同年（株）東芝（電 子技術研究所）入社．2005国立沖縄工業高 等専門学校・情報通信システム工学科教授．

2017国立沖縄工業高等専門学校名誉教授，

2018 GLEX代表，現在に至る．光無線通信

システム，高周波電子回路，生体エレクトロニクスに関する研 究に従事．

石原 杏奈

2018国立沖縄工業高等専門学校情報通信 システム工学科卒．同年富士通（株）入社．

2020 GLEX所属，現在に至る．

知名紗也加

2019国立沖縄工業高等専門学校情報通信 システム工学科卒．同年（株）富士通マーケ テング入社．2020 GLEX所属，現在に至る．

金城伊智子

2005北海道大学大学院・工学研究科・博 士後期課程システム情報学専攻了．工学博 士．2009国立沖縄工業高等専門学校・情報 通信システム工学科助教．2020国立沖縄工 業高等専門学校・情報通信システム工学科 教授，現在に至る．現在，OR，情報通信分 野の研究に従事．