LTC3737
3737fa出力トラッキング付き、
デュアル 2 フェーズ、No R
SENSE
™
、
DC/DC
コントローラ
図1．高効率、2フェーズ、550kHz、デュアル降圧コンバータ n センス抵抗はオプション n 位相をずらしたコントローラにより、必要な入力容量を 低減 n 出力電圧トラッキングをプログラム可能 n 固定周波数電流モード・アーキテクチャ n 広い入力電圧範囲：2.75V～9.8V n 広い出力電圧範囲：0.6V～ViN n ±1.5%精度の0.6Vリファレンス n 低損失動作：100%デューティ・サイクル n 真のPLLにより､周波数のロックや調整が可能（周波数範 囲：250kHz～850kHz） n 軽負荷時にBurst Mode®動作またはパルス・スキップ動作 を選択可能 n ソフトスタート回路を内蔵 n 最大ピーク電流検出スレッショルドを選択可能 n パワーグッド出力電圧モニタ n 出力過電圧保護 n マイクロパワー・シャットダウン：iQ = 9µA n 小型4mm×4mm QfNパッケージと24ピンSSOPパッケージ n 1セルまたは2セルのリチウムイオン・バッテリ駆動機器 n ノートブックやパームトップ・コンピュータ、PDA n 携帯型計測器 n DC配電システム LTC®3737は、外付け部品をほとんど使用しない2フェーズ・ デュアル降圧スイッチング・レギュレータ・コントローラです。 固定周波数電流モード・アーキテクチャにより､優れたAC/DC ロード・レギュレーションおよびライン・レギュレーションを実 現します。MOSFETのVDSを検出するので、電流検出抵抗が 不要になり、効率が向上します。2つのコントローラを位相をず らして動作させることによって、入力コンデンサのESRに起因 する電力損失とノイズを最小に抑えます。 Burst Mode動作により軽負荷でも高い効率が得られます。 100%デューティ・サイクルにより低損失動作が可能なので、 バッテリの動作時間を延ばします。 スイッチング周波数は最大750k Hzまでプログラム可能なの で、小型の表面実装インダクタやコンデンサを使用することが できます。また、LTC3737は250kHz∼850kHzの範囲で外部 同期可能なので、ノイズに敏感なアプリケーションに対応でき ます。 この他にも、パワーグッド出力電圧モニタ、トラッキング入力、 ソフトスタートなどの機能を搭載しています。 LTC3737は、熱特性が改善された高さの低い（4mm 4mm） QFNパッケージまたは24ピン細型SSOPパッケージで供給さ れます。 L、LTC、LT はリニアテクノロジー社の登録商標です。Burst Mode はリニアテクノロジー 社の登録商標です。No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。他の全ての商標はそ れぞれの所有者に所有権があります。5481178、5731694、5929620、6144194、6580258、 5994885を含む米国特許により保護されています。 + + SW1 VfB1 iTH1 PGOOD SGND TRACk iTH2 VfB2 SW2 SENSE1+ PViN1 PGATE1 ViN PGND RUN/SS PGATE2 PViN2 SENSE2+ LTC3737 15k M1 2.2µH 2.2µH M2 D1 47µf 10µf ×2 ViN 2.75V TO 9.8V VOUT1 2.5V VOUT2 1.8V 47µf 3737 f01 D2 59k 187k 59k 118k 15k 220pf 220pfLOAD CURRENT (mA)
EffiCiENCY (%) 100 95 90 85 80 75 70 65 60 1 100 1000 10000 3737 f01b 10 10000 1000 100 10 1 POWER LOSS (mW) EffiCiENCY VOUT = 1.8V VOUT = 2.5V ViN = 3.3V TYPiCAL POWER LOSS (VOUT = 2.5V)
効率および電力損失と負荷電流
特長
概要
アプリケーション
LTC3737
3737fa 24 23 22 21 20 19 7 8 9 TOP ViEW 25 Uf PACkAGE 24-LEAD (4mm × 4mm) PLASTiC QfN 10 11 12 6 5 4 3 2 1 13 14 15 16 17 18 iTH1 iPRG2 PLLLPf SGND ViN TRACk PGATE1 PGND PGATE2 RUN/SS NC VfB1 iPRG1 SENSE1 + PViN1 NC VfB2 iTH2 PGOOD SENSE2 + PViN2 SW1 (SENSE1 –) SW2 (SENSE2 –) SYNC/ MODE 入力電源（ViN）、PViN1、PViN2、 SENSE1+、SENSE2+ ... –0.3V～10V PGATE1、PGATE2、PLLLPf、RUN/SS、SYNC/MODE、 TRACk、iPRG1、iPRG2の電圧 ... –0.3V～（ViN + 0.3V） VfB1、VfB2、iTH1、iTH2の電圧 ... –0.3V～2.4V SW1、SW2の電圧 ... –2V～（ViN + 1V）または最大10V PGOOD ... –0.3V～10V PGATE1、PGATE2のピーク出力電流（<10µs） ... 1A TJMAX = 125°C, θJA = 130°C/WORDER PART
NUMBER
LTC3737EGN
より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。 動作温度範囲（Note 2） ... –40°C～85°C 保存周囲温度範囲 QfNパッケージ ... –65°C～125°C SSOPパッケージ ... –65°C～150°C 接合部温度（Note 3） ... 125°C リード温度（半田付け、10秒） LTC3737EGN ... 300°C （Note 1）ORDER PART
NUMBER
3737
LTC3737EUf
Uf PART
MARkiNG
TJMAX = 125°C, θJA = 37°C/WEXPOSED PAD iS PGND (PiN 25) MUST BE SOLDERED TO PCB
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 TOP ViEW SW1 (SENSE1–) SW2 (SENSE2–) GN PACkAGE
24-LEAD (NARROW) PLASTiC SSOP 24 23 22 21 20 19 18 17 16 15 14 13 iPRG1 VfB1 iTH1 iPRG2 PLLLPf SGND ViN TRACk VfB2 iTH2 PGOOD SENSE1+ PViN1 NC SYNC/MODE PGATE1 PGND PGATE2 RUN/SS NC PViN2 SENSE2+ ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = 4.2V。
絶対最大定格
電気的特性
パッケージ / 発注情報
PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
メイン制御ループ input DC Supply Current Sleep Mode Shutdown UVLO (Note 4) RUN/SS = 0V ViN < UVLO Threshold –200mV 220 9 3 325 20 10 µA µA µA Undervoltage Lockout Threshold ViN falling
ViN Rising
● ●
1.95
2.15 2.252.45 2.552.75 VV
Shutdown Threshold at RUN/SS 0.45 0.65 0.85 V
Start-Up Current Source RUN/SS = 0V 0.4 0.7 1 µA
Regulated feedback Voltage 0°C to 85°C (Note 5)
–40°C to 85°C ● 0.5910.588 0.60.6 0.6090.612 VV
LTC3737
3737fa ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = 4.2V。 Note 1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命に影響を及ぼす値。 Note 2：LTC3737E は 0℃～ 70℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 –40℃～ 85℃の動作範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロー ルとの相関で確認されている。 Note 3：TJは周囲温度 TAおよび電力損失 PDから次式に従って計算される。 TJ = TA + (PD • θJA° C/W) Note 4：スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動作時消費電流は増える。 Note 5：LTC3737 は帰還ループを使って iTHを規定電圧にサーボ制御し、そのときの VfB電圧 を測定してテストされる。 Note 6：ピーク電流検出電圧は、デューティ・サイクルに依存して、図 2 に示されているパー セント値に減少する。電気的特性
PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Output Voltage Load Regulation iTH = 0.9V (Note 5)
iTH = 1.7V
0.12
–0.12 0.5–0.5 %%
VfB1,2 input Current (Note 5) 10 50 nA
TRACk input Current TRACk = 0.6V 10 50 nA
Overvoltage Protect Threshold Measured at VfB 0.66 0.68 0.7 V
Overvoltage Protect Hysteresis 20 mV
Gate Drive 1, 2 Rise Time CL = 3000pf 40 ns
Gate Drive 1, 2 fall Time CL = 3000pf 40 ns
Maximum Current Sense Voltage (∆VSENSE(MAX))
(SENSE+ – SW) iPRG = floating (Note 6)iPRG = 0V (Note 6) iPRG = ViN (Note 6) ● ● ● 110 70 185 125 85 204 140 100 223 mV mV mV
Soft-Start Time Time for VfB1 to Ramp from 0.05V to 0.55V 0.667 0.833 1 ms
発振器とフェーズロック・ループ
Oscilator frequency Unsynchronized (SYNC/MODE Not Clocked)
PLLLPf = floating PLLLPf = 0V PLLLPf = ViN ● ● ● 480 260 650 550 300 750 600 340 825 kHz kHz kHz
Phase-Locked Loop Lock Range SYNC/MODE Clocked
Minimum Synchronizable frequency Maximum Synchronizable frequency
●
● 850
200
1150 250 kHzkHz Phase Detector Output Current
Sinking
Sourcing ffOSCOSC > f < fSYNC/MODESYNC/MODE
–4
4 µAµA
PGOOD出力
PGOOD Voltage Low iPGOOD Sinking 1mA 125 mV
PGOOD Trip Level VfB with Respect to Set Output Voltage
VfB < 0.6V, Ramping Positive VfB < 0.6V, Ramping Negative VfB > 0.6V, Ramping Negative VfB > 0.6V, Ramping Positive –13 –16 7 10 –10.0 –13.3 10.0 13.3 –7 –10 13 16 % % % %
LTC3737
3737fa 効率と負荷電流
LOAD CURRENT (mA) 50 EffiCiENCY (%) 60 70 80 90 1 100 1000 10000 3737 G01 10 100 55 65 75 85
95 Burst Mode OPERATiON(SYNC/MODE = ViN)
PULSE SkiPPiNG (SYNC/MODE = 0V) TA = 25°C ViN = 3.3V VOUT = 2.5V fiGURE 13 CiRCUiT
LOAD CURRENT (mA) 65 EffiCiENCY (%) 95 100 60 55 90 75 85 80 70 1 100 1000 10000 3737 G02 50 10 TA = 25°C VOUT = 2.5V ViN = 3.3V ViN = 5V ViN = 4.2V VOUT AC-COUPLED 100mV/DiV ViN = 3.3V 200µs/DiV 3737 G03 VOUT = 1.8V iLOAD = 300mA TO 3A SYNC/MODE = ViN fiGURE 13 CiRCUiT iL 2A/DiV 効率と負荷電流 負荷ステップ（Burst Mode動作） 負荷ステップ（パルス・スキップ・ モード） トラッキング起動（C内部ソフトスタートによるSS = 0nF） 外部ソフトスタートによる トラッキング起動（CSS = 10nF） VOUT AC-COUPLED 100mV/DiV ViN = 3.3V 200µs/DiV 3737 G04 VOUT = 1.8V iLOAD = 300mA TO 3A SYNC/MODE = 0V fiGURE 13 CiRCUiT iL 2A/DiV ViN = 4.2V 250µs/DiV 3737 G05 RLOAD1 = RLOAD2 = 1Ω fiGURE 13 CiRCUiT 500mV/ DiV VOUT1 2.5V VOUT2 1.8V ViN = 4.2V 2.5ms/DiV 3737 G06 RLOAD1 = RLOAD2 = 1Ω fiGURE 13 CiRCUiT 500mV/ DiV VOUT1 2.5V VOUT2 1.8V TEMPERATURE (°C) –60 fEEDBACk VOLTAGE (V) 0.601 0.603 0.605 100 3737 G07 0.599 0.597 0.591 –20 20 60 –40 0 40 80 0.595 0.593 0.609 0.607 TEMPERATURE (°C) –60 115
MAXiMUM CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
120 125 130 135 –40 –20 0 20 3737 G08 40 60 80 100 iPRG = fLOAT TEMPERATURE (°C) –60 0 RUN/SS VOLTAGE (V) 0.1 0.3 0.4 0.5 1.0 0.7 –20 20 40 3737 G09 0.2 0.8 0.9 0.6 –40 0 60 80 100 最大電流検出スレッショルドと温度 シャットダウン（RUN）スレッショルドと温度
標準的性能特性
安定化された帰還電圧と温度LTC3737
3737fa TEMPERATURE (°C) –60 iNPUT (V iN ) VOLTAGE (V) 2.30 2.40 100 3737 G10 2.20 2.10 –20 20 60 –40 0 40 80 2.50 2.25 2.35 2.15 2.45 ViN RiSiNG ViN fALLiNG TEMPERATURE (°C) –60 0.4RUN/SS PULL-UP CURRENT
(µ A) 0.5 0.6 0.7 0.8 –20 20 60 100 3737 G11 0.9 1.0 –40 0 40 80 TEMPERATURE (°C) –60 –10 NROMALiZED fREQUENCY (%) –8 –4 –2 0 10 4 –20 20 40 3737 G12 –6 6 8 2 –40 0 60 80 100 RUN/SSのプルアップ電流と温度 発振器周波数と温度 発振器周波数と入力電圧 シャットダウン時消費電流と入力電圧 iNPUT VOLTAGE (V) 2 –5
NORMALiZED fREQUENCY SHifT (%) –4
–2 –1 0 5 2 4 6 7 3737 G13 –3 3 4 1 3 5 8 9 10 TA = 25°C iNPUT VOLTAGE (V) 2 0 SHUTDOWN CURRENT (µ A) 2 6 8 10 20 14 4 6 7 3737 G14 4 16 18 12 3 5 8 9 10 TA = 25°C RUN/SS = 0V iNPUT VOLTAGE (V) 2
RUN/SS PiN START-UP CURRENT
(µ A) 0.5 0.6 0.7 10 3737 G15 0.4 0.3 0 0.1 4 6 8 3 5 7 9 0.2 0.9 0.8 TA = 25°C RUN/SS = 0V
標準的性能特性
RUN/SS起動電流と入力電圧 低電圧ロックアウト・スレッショルドと 温度LTC3737
3737fa ITH1、ITH2（ピン1、8/ピン4、11）：電流スレッショルドおよび エラーアンプの補償点。これらのピンの公称動作範囲は0.7V ∼2Vです。このピンの電圧によりメイン電流コンパレータのス レッショルドが決まります。 PLLLPF（ピン3/ピン6）：周波数設定/PLLのローパス・フィル タ。外部クロックに同期するとき、このピンがフェーズロック・ ループのローパス・フィルタ・ポイントとして機能します。通常、 このピンとグランド間に直列RCが接続されます。 外部クロックに同期しない場合、このピンは周波数選択入力 として機能します。このピンをGNDに接続すると300kHz動作 が選択され、このピンをVINに接続すると750kHz動作が選択 されます。このピンをフロートさせると550kHz動作が選択され ます。 SGND（ピン4/ピン7）：信号グランド。このピンはほとんどの内 部回路のグランド接続として機能します。 VIN（ピン5/ピン8）：デバイスの信号用電源。このピンはゲー ト・ドライバを除くデバイス全体に電力を供給します。このピン をローパスRCネットワーク（たとえば、R = 10Ω、C = 1µF）を 使って外部でフィルタして、特に高負荷電流アプリケーション で、ノイズのピックアップを最小に抑えることを推奨します。 TR ACK（ピン6/ピン9）：2番目のコントローラのトラッキング 入力。このピンにより、VOUT1からTRACKピンに接続された 抵抗分割器によって設定される比に従って、VOUT2の起動が VOUT1の起動を「追尾」することができます。起動時のVOUT1 とVOUT2の1対1のトラッキングでは、VOUT2からVFB2に接続 された抵抗分割器に等しい値の抵抗分割器をVO U T1から TRACKに接続します。 PGOOD（ピン9/ピン12）：パワーグッド出力電圧モニタのオー プン・ドレインのロジック出力。どちらかの帰還ピン（VFB1、 VFB2）の電圧が公称設定値の 13.3%以内にないとき、このピ ンはグランドに引き下げられます。 NC（ピン13、19/ピン16、22）：NC。 RUN/SS（ピン14/ピン17）：実行制御入力およびオプション の外部ソフトスタート入力。このピンを0.65Vより下に強制する と、デバイス（両方のチャネル）がシャットダウンします。このピ ンをVINにドライブするか、またはこのピンを解放すると、デバ イスを内部のソフトスタートを使ってスタートアップすることが できます。このピンとグランドの間にコンデンサを接続して、外 部ソフトスタートをプログラムすることができます。 PGND（ピン16/ピン19）：電源グランド。このピンはゲート・ド ライバのグランド接続として機能します。 PGATE1、PGATE2（ピン17、15/ピン20、18）：外部Pチャネ ルMOSFETのゲート・ドライブ。これらのピンの出力振幅は PGNDからSENSE+までです。 SYNC/MODE（ピン18/ピン21）：外部クロックによる同期と Burst Mode/パルス・スキップの選択。250kHz∼850kHzの周波 数のクロックを与えると、内部発振器が外部クロックにフェー ズロックし、低負荷電流でBurst Mode動作をディスエーブルし ますが、パルス・スキップは可能です。このピンを H に強制す ると、Burst Mode動作が有効になります。このピンを L に強 制すると、パルス・スキップ・モードが有効になります。これら の場合、内部発信器の周波数はPLLLPFピンの電圧によって 設定されます。このピンはフロートさせないでください。 PVIN1、PVIN2（ピン20、12/ピン23、15）：ゲート・ドライバの 電力。 SENSE1+、SENSE2+（ピン21、11/ピン24、14）：差動電流コ ンパレータの正入力。通常、外部PチャネルMOSFETのソース に接続します。 SW1（SENSE1–）、SW2（SENSE2–）（ピン22、10/ピン1、13）： インダクタに接続するスイッチ・ノード。また、差動ピーク電流 コンパレータの負入力です。通常、センス抵抗を使わない場 合、外部PチャネルMOSFETのドレインおよびインダクタに接 続されます。センス抵抗を使う場合、SWとSENSE+の間に接 続されます。 IPRG1、IPRG2（ピン23、2/ピン2、5）：最大検出電圧スレッ ショルドを選択するスリーステート・ピン。これらのピンによ り、各チャネルのSENSE+ピンとSWピン間の最大許容電圧降 下（つまり、外部PチャネルMOSFET両端の最大許容電圧降 下）が選択されます。H または L に接続するか、あるいはフ ロートさせて、それぞれ204mV、85mVまたは125mVを選択し ます。 VFB1/VFB2（ピン24、7/ピン3、10）：それぞれ、出力の外部抵 抗分割器から、そのコントローラのリモートセンス帰還電圧を 受け取ります。 露出パッド（ピン25/NA）：露出パッドはPGNDで、PCBに半 田付けする必要があります。ピン機能
（QFN/SSOP）LTC3737
3737fa PGATE1 PGND iTH1 0.68V 0.12V ViN OV1 PGOOD1 iTH1 iTH2 DUPLiCATE fOR SECOND CHANNEL0.54V VfB1 SOfT-START VREf = 0.6V VREf = 0.6V TRACk VfB2 R2B R2A VOUT2 RC CC 3737 BD OV1 SLEEP1 SC1 – + – + – + + – + SWiTCHiNG LOGiC AND BLANkiNG CiRCUiT – + – + – + 0.15V BURSTDiS 0.3V Q CLk1 SLOPE1 M1 D1 L1 S R
SENSE1+ iPROG1 PViN1 SW1 ViN CiN ViN iCMP VOLTAGE CONTROLLED OSCiLLATOR UNDERVOLTAGE LOCkOUT 0.7µA t = 1ms iNTERNAL SOfT-START ViN VOLTAGE REfERENCE CLk1 SLOPE1 BURSTDiS SLOPE2 PGOOD1 PGOOD2 UVSD CLk2 SLOPE COMP PHASE DETECTOR SYNC/MODE PLLLPf RUN/SS ViN PGOOD UV UVSD CMSD VREf 0.6V SGND CLOCk DETECT BURST DEfEAT OVP SCP COUT VOUT1 CSS SOfT-START EXTSS iNTSS R1A R1B RTRACkB RTRACkA – + + EAMP1 EAMP2 – + + MUX VfB
機能図
LTC3737
3737fa メイン制御ループ LTC3737は固定周波数の電流モード・アーキテクチャを採用し ており、2 つのコントローラ・チャネルが位相差180度で動作し ます。通常動作中は、各チャネルのクロックがRSラッチをセッ トすると対応する外部Pチャネル・パワーMOSFETがオンし、 電流コンパレータ（ICMP）がそのラッチをリセットするとオフし ます。ICMPがそこでRSラッチをリセットするピーク・インダクタ 電流は、ITHピンによって決まります。このITHピンは各エラー アンプ（EAMP）の出力です。VFBピンは外部抵抗分割器から 出力電圧帰還信号を受け取ります。この帰還信号はEAMPに より内部の0.6Vリファレンス電圧と比較されます。負荷電流が 増加すると0.6Vのリファレンスに対してVFBがわずかに減少す るので、平均インダクタ電流が新たな負荷電流に釣り合うま でITH電圧が上昇します。 シャットダウン、ソフトスタート、およびトラッキング起動 （RUN/SS ピンと TRACK ピン） RU N/SSピンを L に引き下げるとLTC3737はシャットダウン します。シャットダウン時にはコントローラの全機能がディス エーブルされ、デバイスには9µAしか流れません。PGATE出力 はシャットダウン時には H （オフ）に保たれます。RUN/SSを 解放すると、内部の0.7µA電流源がRUN/SSピンを充電するこ とができます。RUN/SSピンが0.65Vに達すると、LTC3737の2 つのコントローラがイネーブルされます。 VOUT1の起動はLTC3737の内部ソフトスタートによって制御さ れます。ソフトスタートの間、エラーアンプ（EAMP）は帰還信 号VFB1を（0.6Vのリファレンスではなく）内部ソフトスタートの ランプ電圧と比較します。このランプ電圧は直線的に0Vから 0.6Vに約1msで上昇します。このため、インダクタ電流の制御 を維持したまま、出力電圧は0Vからその最終値まで滑らかに 上昇することができます。 1msのソフトスタート時間は、オプションの外付けソフトスター ト・コンデンサ（CSS）をRUN/SSピンとSGNDピンの間に接続 して増加させることができます。RUN/SSピンが（内部の0.7µA 電流源によって充電されて）約0.65Vから1.3Vに直線的に上 昇するにつれ、EAMPはVFB1を0Vから0.6Vまで直線的に制 御します。 VOUT2の起動はTRACKピンの電圧によって制御されます。 TR ACKピンの電圧が0.6Vの内部リファレンスより低いと、 LTC3737はVFB2の電圧を（0.6Vのリファレンスではなく） TR ACKピンに合わせて制御します。VOUT1の抵抗分割器は一般にTRACKピンに接続されるので、VOUT2の起動はVOUT1
の起動を「追尾」することができます。起動時の1対1のト ラッキングでは、この抵抗分割器は、VFB2に接続されている VOUT2の分割器と同じ値になります。 トラッキング機能が不要なら、このTRACKピンをVINに接続 することができます。ただし、この状況ではVOU T2のソフトス タートは（内部も外部も）動作しないことに注意してください。 軽負荷動作（Burst Mode 動作またはパルス・スキップ・モード） （SYNC/MODE ピン） LTC3737は低負荷電流で高効率Burst Mode動作に入るよう にイネーブルすることができます。Burst Mode動作を選択す るには、SYNC/MODEピンを0.6Vを超えるDC電圧（たとえ ば、VIN）に接続します。Burst Mode動作をディスエーブルし、 PWMパルス・スキップ・モードをイネーブルするには、SYNC/ MODEを0.6Vより低いDC電圧（たとえば、SGND）に接続し ます。このモードでは、軽負荷での効率が低くなります。ただ し、パルス・スキップ・モードには出力リップルが低く、オーディ オ回路への干渉が少ないという利点があります。 コントローラがBurst Mode動作のとき、ITHピンの電圧が低い 値を示していても、インダクタのピーク電流は最大検出電圧 の約1/4になるように設定されます。平均インダクタ電流が負 荷電流より大きいと、EAMPはITHピンの電圧を下げます。ITH の電圧が0.85Vより低くなると、内部のSLEEP信号が H にな り、外部MOSFETをオフします。 スリープ・モードでは内部回路のほとんどがオフしており、 LTC3737を流れる消費電流が減少します。負荷電流は出力 コンデンサから供給されます。出力電圧が低下するにつれ、 EAMPはITH電圧を上昇させます。ITH電圧が0.925Vに達する と、SLEEP信号が L になり、コントローラは内部発振器の次 のサイクルで外部PチャネルMOSFETをオンして通常動作を 再開します。 フェーズロック・ループを使うためSYNC/MODEピンが外部ク ロック・ソースによって駆動されると（「周波数の選択とフェー ズロック・ループ」を参照）、LTC3737は軽負荷ではPWMパル ス・スキップ・モードで動作します。
動作
（機能図を参照）LTC3737
3737fa コントローラがパルス・スキップ動作のとき、電流コンパレータ の入力の内部オフセットにより、ゼロ負荷電流であっても電流 コンパレータはトリップした状態に留まり、レギュレータはレ ギュレーションを維持するために必要なサイクル・スキップを 開始します。 短絡保護 出力の1つがグランドに短絡すると(VFB < 0.12V)、そのコント ローラのスイッチング周波数は通常の動作周波数の1/3に低下 します。他方のコントローラは影響を受けず、通常動作を続け ます。 VF B2の短絡回路のスレッショルドはTR ACKピンの電圧の 一部と0.12Vの小さい方をベースにしています。また、これによ り、VOU T2はもっと簡単に起動しVOU T1を追尾することがで きます。VOUT1が実際に短絡すると（VOUT1 = VFB1 = 0V）、 VOUT1の抵抗分割器がTRACKピンに接続されている場合、 LTC3737はVOUT2を0Vに制御しようと試みることに注意してく ださい。 出力過電圧保護 さらなる保護機能として、過電圧コンパレータ（OVP）は、過渡 オーバーシュートや、出力に過電圧を生じるおそれのある他の より深刻な状態からデバイスを保護します。VFBピンの帰還電 圧が0.6Vのリファレンス電圧より13.33%上に上昇すると、過電 圧が解消されるまで外部PチャネルMOSFETをオフします。 周波数の選択とフェーズロック・ループ （PLLLPF ピンと SYNC/MODE ピン） スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間のトレード オフになります。低周波数動作はMOSFETのスイッチング損 失を減らして効率を上げますが、出力リップル電圧を低く抑え るには大きなインダクタンスや容量を必要とします。 LTC3737のコントローラのスイッチング周波数はPLLLPFピン を使って選択することができます。SY NC/MODEが外部ク ロック・ソースによってドライブされていない場合、PLLLPFピ ンをフロートさせるか、VINまたはSGNDに接続して、それぞれ 550kHz、750kHz、または300kHzを選択することができます。 LTC3737にはフェーズロック・ループ（PLL）が備わっており、 SY NC/MODEピンに接続された外部クロック・ソースに内部 発振器を同期させることができます。この場合、PLLのループ・ フィルタとして機能する直列RCをPLLLPFピンとSGND間に接 続します。LTC3737の位相検出器がPLLLPFピンの電圧を調 節してコントローラ1の外部PチャネルMOSFETのターンオンを 同期信号の立ち上がりエッジに揃えます。このため、コントロー ラ2の外部PチャネルMOSFETのターンオンは、外部クロック・ ソースの立ち上がりエッジに対して180度位相がずれます。 LTC3737のフェーズロック・ループの標準的キャプチャレンジ は約200kHz∼1MHzで、全変動域と全温度範囲で250kHz ∼850k Hzが保証されています。つまり、LTC3737のPLLは 250kHz∼850kHzの周波数の外部クロック・ソースにロックす ることが保証されています。 ドロップアウト動作 入力電源電圧（VI N）が出力電圧に向かって低下すると、外 部PチャネルMOSFETがオンしている間の（オン・サイクルの） インダクタ電流の変化率が低下します。この減少は、インダク タ電流がEAMPによってITHピンに設定されているスレッショ ルドまでランプアップしないと、PチャネルMOSFETが発振器 の1サイクル以上オン状態に留まることを意味します。入力電 源電圧がさらに低下すると、最終的にはPチャネルMOSFET が100%オンし、DCになります。このときの出力電圧は、入力 電圧からPチャネルMOSFETとインダクタの電圧降下を差し引 いた電圧になります。 低電圧ロックアウト PチャネルMOSFETが安全な入力電圧レベル以下では動作し ないようにするために、LTC3737は低電圧ロックアウトを内蔵 しています。入力電源電圧（VI N）が2.25Vより下になると、低 電圧ブロックを除く全回路および外部PチャネルMOSFETが オフします。低電圧ブロックには数µAしか流れません。動作（機能図を参照）
0
LTC3737
3737fa ピーク電流検出電圧の選択とスロープ補償 （IPRG1 ピンと IPRG2 ピン） コントローラが20%以下のデューティ・サイクルで動作している とき、外部PチャネルMOSFETの両端に許容されるピーク電 流検出電圧（SENSE+ピンとSWピンの間）は次式によって決 まります。∆VSENSE MAX( )=A V
(
iTH10– .0 7V)
ここで、AはIPRGピンの状態で決まる定数です。
IPRGピンをフロートさせるとA = 1が選択されます。IPRGをVIN
に接続するとA = 5/3が選択されます。IPRGをSGNDに接続す るとA = 2/3が選択されます。VITHの最大値は標準で約1.98V なので、外部PチャネルMOSFETの両端に許容される最大 検出電圧はIPRGピンの3つの状態に対してそれぞれ125mV、 85mV、または204mVです。2つのコントローラのピーク検出電 圧はIPRG1ピンとIPRG2ピンによって個別に選択することがで きます。 ただし、コントローラのデューティ・サイクルが20%を超えると スロープ補償が開始され、図2の曲線で与えられるスケール・ ファクタだけピーク検出電圧が実効的に減少します。 ピーク・インダクタ電流はピーク検出電圧と外部Pチャネル MOSFETのオン抵抗によって決まります。 i V R Pk SENSE MAX DS ON =∆ ( ) ( ) パワーグッド（PGOOD）ピン ウィンドウ・コンパレータが両方の帰還電圧をモニタして、ど ちらかまたは両方の帰還電圧が0.6Vのリファレンス電圧の 10%内にないと、オープン・ドレインのPGOOD出力ピンが L に引き下げられます。LTC3737がシャットダウンまたは低電圧 ロックアウト状態のときPGOODは L になります。 2フェーズ動作 なぜ2フェーズ動作が必要なのでしょうか。最近まで、固定 周波数デュアル・スイッチング・レギュレータは、両方のコント ローラが同位相で動作していました（つまり1フェーズ動作）。 これは、両方のトップサイドMOSFET（Pチャネル）が同時に オンするので、シングル・レギュレータに比べて最大2倍の振 幅の電流パルスが入力コンデンサから流れることを意味しま す。これらの大振幅パルスによって入力コンデンサに流れ込 む全RMS電流が増加するので、大きく高価な入力コンデンサ が必要になり、入力コンデンサおよび入力電源のEMIと電力 損失の両方が増加します。 2フェーズ動作では、LTC3737の2つのコントローラは位相が 180度ずれて動作します。これにより、トップサイドMOSFETス イッチからの電流パルスを効果的にインターリーブして、両方 が加算されるオーバーラップ時間を大幅に短縮します。その 結果、総RMS入力電流が大幅に減少するので小型で安価な 入力コンデンサを使用することができ、EMI対策のシールド 条件が緩和され、実際の動作効率が向上します。 1フェーズ・デュアル・コントローラと2フェーズLTC3737システム の波形の例を図3に概念的に示します。 図2．最大ピーク電流とデューティ・サイクル DUTY CYCLE (%) 10 Sf = i/i MAX (%) 60 80 110 100 90 3737 f02 40 20 50 70 90 30 10 0 30 50 70 20 0 40 60 80 100
動作
（機能図を参照）LTC3737
3737fa この例では、それぞれ2Aの負荷電流を流している2.5Vと1.8V の出力は7V（たとえば、2セル・リチウムイオン・バッテリ）の 入力電源から得られます。この例では、2フェーズ動作のRMS 入力コンデンサ電流は1.79ARMSから0.91ARMSに減少します。 これ自体でも大きな減少ですが、電力損失はIRMS2 に比例す るので実際の電力浪費は3.86分の1に減少します。 入力リップル電圧の低下は入力電源経路での電力損失の減 少も意味します。入力電源経路にはバッテリ、スイッチ、トレー スやコネクタの抵抗、および保護回路が含まれます。入力の RMS電流とRMS電圧の減少の直接の結果として伝導EMIと 放射EMIも改善されます。RMS電流定格の低い小型で安価 な入力コンデンサを使うことができるので、コストを節減し、 基板のフットプリントを小さくできます。 もちろん、2フェーズ動作で得られる性能の改善は2つのコント ローラの相対デューティ・サイクルの関数なので、結局は入力 電圧に依存します。2.5Vと1.8Vの出力の1フェーズと2フェーズ のデュアル・コントローラのRMS入力電流が広い入力電圧範 囲にわたってどのように変化するかを図4に示します。 1フェーズ・デュアル・ コントローラ 2フェーズ・デュアル・コントローラ SW1 (V) SW2 (V) IL1 IL2 IIN 3737 F03 iNPUT VOLTAGE (V) 2 0iNPUT CAPACiTOR RMS CURRENT
0.2 0.6 0.8 1.0 2.0 1.4 4 6 7 3737 f04 0.4 1.6 1.8 1.2 3 5 8 9 10 SiNGLE PHASE DUAL CONTROLER 2-PHASE DUAL CONTROLER VOUT1 = 2.5V/2A VOUT2 = 1.8V/2A 図4．RMS入力電流の比較 図3．1フェーズ・デュアル・コントローラと2フェーズ LTC3737の波形例 2フェーズ動作の利点は狭い動作範囲に限定されないで、事 実広い領域に及ぶことがすぐに分かります。ほとんどのアプリ ケーションに適用可能な経験則によれば、2フェーズ動作では 入力コンデンサの条件が、最大電流で50%のデューティ・サイ クルで1チャネルだけが動作している場合の条件にまで緩和 されます。
動作（機能図を参照）
LTC3737
3737fa LTC3737の標準的応用回路を図1に示します。LTC3737の各 コントローラの外付け部品の選択は負荷条件に基づいて行 われ、インダクタ（L）とパワーMOSFET（M1）の選択から始 まります。次に、出力ダイオードD1を選択します。最後にCINと COUTを選択します。 パワー MOSFET の選択 LTC3737の各チャネルに使用する外部PチャネルMOSFETを 選択します。パワーMOSFETの主な選択基準は、ブレークダ ウン電圧VBR(DSS)、スレッショルド電圧VGS(T H)、オン抵抗 RDS(ON)、逆伝達容量CRSS、および全ゲート電荷QGです。 ゲート・ドライブ電圧は入力電源電圧です。LTC3737は低い入 力電圧でも動作するように設計されているので、これに近い 電圧で動作するアプリケーションにはサブロジック・レベルの MOSFET (VGS＝2.5VでRDS(ON)が保証されている）が必要 です。これらのMOSFETを使用するときは、LTC3737への入力 電源がMOSFETの絶対最大VGS定格（標準8V）より低いこと を確認してください。 PチャネルMOSFETのオン抵抗は必要な負荷電流に基づい て選択します。最大平均出力電流IOUT(MAX)は、ピーク・イン ダクタ電流からピーク・トゥ・ピーク・リップル電流IR IPPLEの 半分を差し引いたものに等しくなります。LTC3737の電流コン パレータはPチャネルMOSFETのドレインソース電圧VDSを モニタします。VDSはSENSE+ピンとSWピンの間で検出されま す。ピーク・インダクタ電流は電流コンパレータのITHピンの電 圧によって設定される電流スレッショルドによって制限されま す。ITHピンの電圧は内部でクランプされ、それにより最大電 流検出スレッショルドΔVSENSE(MAX)はIPRGがフロートして いるとき約125mV（IPRGが L に接続されているとき85mV、 IPRGが H に接続されているとき204mV）に制限されます。 LTC3737が供給できる出力電流は次式で与えられます。 i V R i OUT MAX SENSE MAXDS ON RiPPLE ( ) ( ) ( ) – =∆ 2 ここで、IR IPPLEはインダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル 電流です（「インダクタ値の計算」を参照）。
妥当な出発点として、リップル電流IRIPPLEをIOUT(MAX)の40%
に設定します。上の式を整理すると次のようになります。
R V
I
DS ON MAX SENSE MAX OUT MAX ( )( ) ( ) ( ) • 5 $ 6 20%未満のデューティ・サイクルの場合 ただし、デューティ・サイクルが20%を超える動作の場合、必 要な量の負荷電流を供給するのに適切なRDS(ON)の値を選 択するにはスロープ補償を検討する必要があります。 R Sf V i
DS ON MAX SENSE MAX
OUT MAX ( )( ) ( ) ( ) • • =65 ∆ ここでSFはスケールファクタで、その値は図2の曲線から得ら れます。 これらは、オン抵抗の温度による大きな変化を考慮に入れる ため、さらにディレーティングが必要です。次式は25℃での必 要なRDS(ON)MAX（メーカーの仕様）を決定するための良い目 安で、LTC3737と外付け部品の値の変動に対するマージンを 含みます。 R Sf V i
DS ON MAX SENSE MAX
OUT MAX T ( )( ) ( ) ( ) • . • • • =5 ∆ 6 0 9 ρ ρTは正規化の項で、温度によるオン抵抗の変化を表し、図5 に示されているように標準で約0.4%/℃です。ほとんどのアプ リケーションで、接合部−ケース間温度TJCは約10℃です。 図5．RDS(ON)と温度 JUNCTiON TEMPERATURE (°C) –50 ρT NORMALiZED ON RESiSTANCE 1.0 1.5 150 3737 f05 0.5 0 0 50 100 2.0
アプリケーション情報
LTC3737
3737fa 70℃の最高周囲温度の場合、上の式でρ80℃として約1.3を使 うのが妥当です。 MOSFETで消費される電力はそれぞれのデューティ・サイクル と負荷電流に強く依存します。LTC3737が連続モードで動作 しているとき、MOSFETのデューティ・サイクルは次式で表さ れます。 デューティ・サイクル =VOUT V VIN VDD 最大出力電流でのMOSFETの消費電力は以下のとおりです。 PP= + +(
)
+ V V V V i R V i C f OUT D iN D OUT MAX T DS ONiN OUT MAX RSS OSC
• • • • • • • ( ) ( ) ( ) 2 2 2 r MOSFETにはI2R損失があり、P Pの式には遷移損失の項が追 加されており、これは入力電圧が高いとき最大になります。 センス抵抗の使用 センス抵抗RSE NSEをSENSE+とSWの間に接続し、出力負 荷電流を検出することができます。この場合、Pチャネル MOSFETのソースはSWピンに接続し、ドレインはLTC3737 のどのピンにも接続しません。したがって、電流コンパレータ は、PチャネルMOSFETのVDSの代わりに、RSENSEの両端に 生じる電圧をモニタします。LTC3737がこの場合に供給できる 出力電流は次式で与えられます。 i V R i OUT MAX SENSE MAX
SENSE RiPPLE ( )= ∆ ( )– 2 リップル電流をIOUT(M A X)の40%として設定し、図2を使って SFを選択すると、RSENSEの値は次のようになります。 R Sf V i
SENSE SENSE MAX
OUT MAX =5 ∆ 6• • ( ) ( ) （「パワーMOSFETの選択」のセクションの「RDS(ON)の選 択」を参照）。 センス抵抗の抵抗値の変動は外部MOSFETのオン抵抗の変 動よりはるかに小さくなります。したがって、センス抵抗を使う と負荷電流が十分制御され、システムがもっと安定します。 ただし、MOSFETのI2R損失に加えて、センス抵抗により余 分のI2R損失が生じます。したがって、センス抵抗を使うと、 LTC3737の効率が（特に大きい負荷電流で）低下します。 動作周波数と同期 動作周波数（fOSC）の選択には、効率と部品サイズの間のト レードオフが必要です。動作周波数が低いと、MOSFETの ゲート電荷損失と遷移損失によるMOSFETのスイッチング損 失が減少して効率が上がります。ただし、低周波数動作では 与えられたリップル電流に対してインダクタンス値を大きくす る必要があります。 LTC3737の各コントローラの内部発振器は、PLLLPFピンが フロート状態でSYNC/MODEピンがDCの L または H の とき、公称550kHzで動作します。PLLLPFをVINに引き上げる と750kHz動作が選択され、PLLLPFをGNDに引き下げると 300kHz動作が選択されます。 または、LTC3737はSYNC/MODEピンに与えられた250kHz ∼850k H zの周波数のクロック信号にフェーズロックします （「フェーズロック・ループと周波数同期」を参照）。 インダクタの値の計算 所期の入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ値と動 作周波数fOSCによって直ちにインダクタのピーク・トゥ・ピー ク・リップル電流が決まります。 i V V V V V V f L
RiPPLE iN OUT OUT D iN D
OSC =
(
)
(
+)
(
+)
– / • リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力コンデ ンサのESR損失、さらに出力電圧リップルが減少します。した がって、周波数が低くリップル電流が小さいと高効率動作が 実現されます。ただし、これを達成するには大きなインダクタ が必要です。 妥当な出発点として、IOUT(MAX)の約40%のリップル電流を選 択します。最大入力電圧で最大リップル電流が発生することアプリケーション情報
LTC3737
3737fa kool MµはMagnetics, inc.の登録商標です。
に注意してください。リップル電流が規定された最大値を超え ないように保証するには、次式に従ってインダクタを選択しま す。 L V V f i V V V V iN OUT OSC RiPPLE OUT D iN D ≥ + + – • • Burst Mode動作に関する検討事項 選択したRDS(ON)とインダクタの値によって、LTC3737がBurst Mode動作に入る負荷電流も決定されます。バースト時には、 コントローラはピーク・インダクタ電流をおおよそ次の値にクラ ンプします。 i V R BURST PEAk SENSE MAX
DS ON ( ) ( ) ( ) • = 1 ∆ 4 対応する平均電流はリップル電流の大きさに依存します。イン ダクタの値が小さい（IRIPPLEが大きい）と、Burst Mode動作
が開始される負荷電流が減少します。 バースト期間中にインダクタ電流が連続して流れるようにリッ プル電流を設定するのが普通です。したがって、 iRiPPLE ≤ iBURST(PEAk) つまり、最小インダクタンスは次のようになります。 L V V f i V V V V MiN iN OUT
OSC BURST PEAk
OUT D iN D ≥ + + – • ( )• この回路ではLM I Nより低い値を使用することもできます が、バースト期間中のインダクタ電流は不連続になり、その ため効率がわずかに下がります。ただし、一般に、IR I PPLEを IBURST(PEAK)と同程度にしておくのは良い考えです。 インダクタのコアの選択 Lの値が分かったら、次にインダクタの種類を選択します。高 効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一 般に許容できないので、もっと高価なフェライト、モリパーマロ イ、あるいはKool Mµ®のコアを使わざるをえません。インダク タ値が同じ場合、実際のコア損失はコア・サイズには無関係 ですが、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダク タンスが増加するとコア損失が低下します。インダクタンスを 大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があるため残念な がら銅損失が増加します。フェライトを使ったタイプはコア損 失が極めて低く、高いスイッチング周波数には最適なので、設 計目標を銅損失と飽和を防ぐことに集中することができます。 フェライト・コアの材質は「バードに」飽和します。つまり、最 大設計ピーク電流を超えると、インダクタンスが急激に消滅し ます。コアが飽和するとインダクタのリップル電流が突如増加 し、そのため出力電圧リップルが増加します。コアを飽和させ ないでください。 Molypermalloy（Magnetics,Inc.製）は、トロイドに最適な低損 失コア材ですが、フェライトよりも高価です。同じMagnetics,Inc. 製で経済的なものがKool Mµです。トロイドは特に多層巻線 が使用できる場合は空間効率が非常に高くなります。他方、 ボビンに巻きつけたインダクタは一般に表面実装するのが簡 単です。ただし、Coiltronics、Coilcraft、DaleおよびSumidaか ら表面実装用の製品が入手でき、高さもそれほどではありま せん。 出力ダイオードの選択 キャッチ・ダイオードはパワーMOSFETのスイッチオフ時間の 間に負荷電流を流します。したがって、平均ダイオード電流は PチャネルMOSFETのデューティ・サイクルに依存します。高 入力電圧では、ダイオードはほとんどの時間導通しています。 VI NがVOUTに近づくと、ダイオードはわずかな時間だけ導通 します。ダイオードにとって最も過酷な状態は出力短絡時で す。この状態では、ダイオードは、100%に近いデューティ・サイ クルで、IPEAKを安全に扱える必要があります。したがって、ダ イオードの定格を超えないように、ダイオードのピーク電流と 平均電力損失を適切に指定することが重要です。 通常の条件で、ダイオードを流れる平均電流は次のとおりです。 i V V V V i D iN OUT iN D OUT = + – • ダイオードの許容順方向電圧降下は、最大短絡電流から次 式に従って計算されます。 V P i f D PEAk ≈
アプリケーション情報
LTC3737
3737fa ここで、PDは許容電力損失で、効率や温度条件によって決ま ります。 ショットキー・ダイオードは順方向電圧降下が低く、スイッチン グ時間が高速なので最適です。リード長を短くし、適切な接 地を行って、リンギングや電力損失の増加を防ぐことを忘れな いでください。 CINと COUTの選択 CINの選択は、2フェーズ・アーキテクチャと、入力回路（バッテ リ/ヒューズ/コンデンサ）を流れるワーストケースRMS電流へ のこのアーキテクチャの影響によって単純化されます。コンデ ンサのワーストケースRMS電流はコントローラが1つだけ動作 しているときに流れることを示すことができます。VOUT • IOUT の積が最も大きなコントローラを下の式に使って、最大RMSコ ンデンサ電流の要件を決める必要があります。他方のコント ローラから引き出される出力電流を増やすと、入力RMSリッ プル電流が実際にはその最大値から減少します。位相をずら す方式では、1フェーズの電源ソリューションと比較すると、入 力コンデンサのRMSリップル電流が一般に30%∼70%ほど減 少します。 連続モードでは、PチャネルMOSFETのソース電流はデュー ティ・サイクルが（VOUT＋VD）/（VI N＋VD）の方形波になり ます。大きな過渡電圧を防止するには、1つのチャネルの最大 R MS電流に対応できる容量の低ESRコンデンサを使用しま す。コンデンサの最大RMS電流は次式で与えられます。 C i V V V V V V iN MAX iN D OUT D iN OUT Required iRMS≈ +[
(
+)(
–)
]
/ 1 2 この式はVIN＝2VOUT＋VDのとき最大値をとります。ここで、 IR MS＝IOUT/2です。大きく変化させてもそれほど状況が改善 されないため、一般にはこの単純なワーストケース条件が設 計に使用されます。多くの場合、コンデンサ・メーカーはリッ プル電流定格をわずか2000時間の寿命時間によって規定 しています。このため、コンデンサをさらにディレーティングす る、つまり要件よりも高い温度定格のコンデンサを選択する ことを推奨します。サイズまたは高さの設計条件に適合させる ため、複数のコンデンサを並列に接続することができます。 LTC3737は動作周波数が高いため、CI Nにセラミック・コンデ ンサを使用することもできます。疑問点については必ずメー カーに問い合わせてください。 LTC3737の2フェーズ動作の利点は、電力の高い方のコント ローラに対する上式を使用し、次に両方のコントローラが同 時にオンするとき生じるであろう損失を計算することによって 評価することができます。両方のコントローラが動作している ときは、入力コンデンサのESRを流れる電流パルスの重なり 合った部分の減少により、合計RMS電力損失が減少します。 この理由により、ワーストケースのコントローラについて上で計 算した入力コンデンサの条件はデュアル・コントローラの設計 に対して適切です。さらに、2フェーズ・システムではピーク電 流が減少するため、入力保護ヒューズの抵抗、バッテリ抵抗、 およびPCボードのトレース抵抗による各損失も減少します。マ ルチフェーズ・デザインの全体的利点は、電源/バッテリのソー ス・インピーダンスを効率テストに含めるとき初めて完全に把 握されます。PチャネルMOSFETのソースは互いに1cm以内に 配置し、共通CINを共有させます。ソースとCINを分離すると、 VI Nに望ましくない電圧共振や電流共振を生じる可能性があ ります。 小さな（0.1µF∼1µF）バイパス・コンデンサをLTC3737に近づ けて、デバイスのVINピンとグランドの間に配置することも推奨 します。CI NとVI Nピンの間に10Ω抵抗を置くと2つのチャネル はさらに分離されます。 COU Tは等価直列抵抗（ESR）に基づいて選択します。一般 に、ESRの要件が満たされると、その容量はフィルタ機能に とって十分です。出力リップル（ΔVOU T）は次式で近似でき ます。 ∆ ≈ + V i ESR fC OUT RiPPLE OUT 1 8ここで、fは動作周波数、COUTは出力容量、IR IPPLEはインダ
クタのリップル電流です。IRIPPLEは入力電圧に応じて増加す
るため、出力リップルは入力電圧が最大のときに最も高くなり ます。
LTC3737
3737fa 出力電圧の設定 LTC3737の出力電圧は、図6に示されているように、出力両端 に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によってそれぞ れ設定されます。安定化された出力電圧は次式によって決ま ります。 V V R R OUT B A = + 0 6. • 1 ソフトスタートの間、エラーアンプへの正リファレンスを0Vか ら0.6VにゆっくりランプアップさせることによりVOUT1の起動 が制御されるので、VOUT1は0Vからその最終値まで滑らかに 上昇します。既定の内部ソフトスタート時間は1msです。これは RUN/SSピンとSGNDの間にコンデンサを接続して増加させる ことができます。この場合、ソフトスタート時間はおよそ次のよ うになります。 t C mV A SS1= SS•6000 7. µ トラッキング VOUT2の起動はTRACKピンの電圧によって制御されます。 このピンは図8aと図8bに概念的に示されているように通常 VOUT2の起動がVOUT1の起動を追尾できるようにするために 使われます。TRACKピンの電圧が0.6Vの内部リファレンスよ り低いと、LTC3737はVFB2の電圧を0.6VではなくTRACKピ ンの電圧に制御します。VOUT2の起動は抵抗分割器（図8c） によって設定された比率に従ってレシオメトリックにVOUT1の 起動を「追尾」することができます。 V V R A R R R R B R A OUT OUT TRACkA TRACkA TRACkB 1 2 2 2 2 = + + • 同時トラッキング（起動時にVOUT1 = VOUT2）の場合、以下の ようになります。 R2A = RTRACkA R2B= RTRACkB VOUT2が0Vからその最終値まで上昇するのに要するランプ時 間は次のとおりです。 t t R R A R A R B R R SS SS TRACkA TRACkA TRACkB 2= 1• 1 • 1 ++ 1 図7．RUN/SSピンのインタフェース 図6．出力電圧の設定 1/2 LTC3737 VfB VOUT RB RA 3737 f06 実行 / ソフトスタート機能 RU N/SSピンには2つの役目があり、オプションの外部ソフト スタート機能とLTC3737をシャットダウンする機能を備えてい ます。 RU N/SSピンを0.65Vより下にすると、LTC3737は低消費電流 （IQ = 9µA）のシャットダウン・モードになります。RUN/SSが グランドまで完全に引き下げられていると、LTC3737がシャッ トダウンから抜け出すまでに次式で与えられる遅延時間が経 過します。 t V C A s f C DELAY=0 65. •0 7.SSµ =0 93. /µ • SS このピンは図7に示されているように直接ロジックでドライブ 可能です。図7のダイオードD1によってスタート遅延時間は短 くなりますが、CSSをゆっくり上昇させてソフト・スタート機能 を実現することができます。外部ソフトスタートが不要ならば、 このダイオード（およびコンデンサ）を除くことができます。 3.3V OR 5V RUN/SS RUN/SS CSS CSS D1 3737 f07 図8a．TRACKピンの利用 LTC3737 VfB2 VOUT2 VOUT1 VfB1 TRACk R2B R2A 3737 f08a R1B R1A RTRACkA RTRACkBアプリケーション情報
LTC3737
3737fa 同時トラッキングの場合は次のとおりです。 t t V V SS SS OUT f OUT f 2 1 2 1 = • ここで、VOU T1FとVOU T2FはそれぞれVOU T1とVOU T2の安定 化された最終値です。TRACKピンを使うときVOU T1は常に VOU T2より大きくします。トラッキング機能が不要なら、この TR ACKピンをVI Nに接続することができます。ただし、この 状況ではVOUT2のソフトスタートは（内部も外部も）動作しま せん。 フェーズロック・ループと周波数同期 LTC3737には電圧制御発振器（VCO）と位相検出器で構成 されるフェーズロック・ループ（PLL）が内蔵されています。こ れにより、コントローラ1の外部PチャネルMOSFETのターン オンを、SYNC/MODEピンに与える外部クロック信号の立ち 上がりエッジにロックさせることができます。したがって、コン トローラ2の外部PチャネルMOSFETのターンオンは、外部ク ロックに対して180度位相がずれます。位相検出器はエッジに 反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部発振器の位 相のずれをゼロ度にします。このタイプの位相検出器は、外部 クロックの高調波に誤ってロックすることがありません。 位相検出器の出力は、PLLLPFピンに接続された外部フィ ルタ・ネットワークを充放電する1対の相補型電流源です。 SYNC/MODEにクロック信号が与えられているときのPLLLPF ピンの電圧と動作周波数の関係が図9に示されており、「電 気的特性」の表で規定されています。LTC3737は周波数が LTC3737の内部VCOの範囲（公称200kHz∼1MHz）の外部ク ロックにだけ同期することができることに注意してください。こ れは全温度範囲とプロセスの全変動域で250kHz∼850kHz の範囲が保証されています。簡略化したブロック図を図10に 示します。 図9．発振器周波数とPLLLPFピンの電圧の関係 図10．フェーズロック・ループのブロック図 DiGiTAL PHASE/ fREQUENCY DETECTOR OSCiLLATOR 2.4V RLP CLP 3737 f08 PLLLPf EXTERNAL OSCiLLATOR SYNC/ MODE PLLLPf PiN VOLTAGE (V) 0 0 fREQUENCY (kHz) 0.5 1 1.5 2 3737 f09 2.4 200 400 600 800 1000 1200 1400 TIME (8b) 同時トラッキング (8c) レシオメトリック・トラッキング VOUT1 VOUT2 OUTPUT VO LT AGE TIME 3737 F08b,c VOUT1 VOUT2 OUTPUT VO LT AGE 図8bと図8c．出力電圧トラッキングの2つの異なるモードアプリケーション情報
LTC3737
3737fa 外部クロックの周波数が内部発振器の周波数（fOSC）より高 いと、電流が位相検出器の出力から連続的にソースされ、 PLLLPFピンを引き上げます。外部クロックの周波数がfOSC より低いと、電流は連続的にシンクされ、PLLLPFピンを引き 下げます。外部周波数と内部周波数が等しいが位相が異なる と、位相差に相当する時間だけ電流源がオンします。PLLLPF ピンの電圧は、内部発信器と外部発振器の位相と周波数が 等しくなるまで調整されます。安定した動作点では、位相検出 器の出力は高インピーダンスになり、フィルタ・コンデンサCLP がその電圧を保持します。 ループ・フィルタの部品（CLPとRLP）により、位相検出器から の電流パルスが平滑化され、安定した入力が電圧制御発振 器に与えられます。フィルタ部品のCLPとRLPにより、ループが ロックする速度が決定されます。一般に、RLP = 10kで、CLPは 2200pF∼0.01µFです。 一般に、外部クロック入力の（SYNC/MODEピンの） H レベ ルは1.6Vで、L レベルは1.2Vです。これらのレベルはTTL/ CMOS互換であることが保証されています。0.8Vが保証され た L であり、2.0Vが保証された H です。 PLLLPFを使用できる異なった状態を表1に示します。 表1 PLLLPFピン SYNC/MODE ピン 周波数 0V DC電圧 300kHz フロート DC電圧 550kHz ViN DC電圧 750kHz RCループ・フィルタ クロック信号 外部クロックに フェーズロック フォールト状態：短絡と電流制限 キャッチ・ダイオードの過熱を防止するため、フォールドバック 電流制限を追加して、フォールトの程度に応じて電流を減ら すことができます。 フォールドバック電流制限は、図11に示されているように、出 力とITHピンの間にダイオードDFB1とDFB2を追加して実装され ます。単純な短絡(VOUT = 0V)の場合、電流は最大出力電流 の約50%に低減されます。 低電源電圧動作 LTC3737は2.4Vより下まで動作可能ですが、VINが3Vより低く なると、最大許容出力電流が低下します。電源が2.4Vまで低 下したときの変化量を図12に示します。VR EFに対する影響も 示されています。 図12．VREFのライン・レギュレーションと最大検出電圧 iNPUT VOLTAGE (V) 75NORMALiZED VOLTAGE OR CURRENT (%)
85 95 105 80 90 100 2.2 2.4 2.6 2.8 3737 f12 3.0 2.1 2.0 2.3 2.5 2.7 2.9 VREf MAXiMUM SENSE VOLTAGE 図11．フォールドバック電流制限 + 1/2 LTC3737 VfB iTH R2 D fB1 VOUT DfB2 3737 f11 R1 最小オン時間に関する検討事項 最小オン時間（tON(M I N)）は、LTC3736がトップPチャネル MOSFETをオンしてから再度オフすることができる最小時間 です。これは内部タイミング遅延とトップMOSFETをオンする のに必要なゲート電荷の量によって決まります。LTC3737の最 小オン時間は標準で約280nsです。デューティ・サイクルが低く 周波数が高いアプリケーションではこの最小オン時間の限界 値に接近する可能性があるので、次の条件を満たすように注 意が必要です。 t V V f V V ON MiN OUT D OSC iN D ( )< •
(
++)
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LTC3737
3737fa デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低く なると、LTC3737はサイクル・スキップを開始します。出力電圧 は引き続き安定化されますが、リップル電流とリップル電圧が 増加します。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータの効率は「出力電力 入力電力 100%」で表されます。個々の損失を解析して、効率を制限す る要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善さ れるかを判断できる場合がよくあります。効率は次式で表すこ とができます。 効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + …) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表 した個々の損失です。 回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、 LTC3737の回路の損失の大部分は5つの主な損失要因によっ て生じます。1）LTC3737のDCバイアス電流、2）MOSFETの ゲート電荷による電流、3）I2R損失、4）出力ダイオードの電圧 降下、および5）遷移損失です。 1) VI N（ピン）電流は（電気的特性に記載されている）DC 消費電流であり、MOSFETドライバ電流は含まれません。 VI N電流によって小さな損失が発生し、この損失はVI Nに 従って増加します。 2) パワーM O S F E Tのゲート容量をスイッチングすると、 MOSFETのゲート電荷による電流が流れます。MOSFET のゲートが L から H 、そして再び L に切り替わるたび に、PVI Nからグランドに微小電荷dQが移動します。した がって、dQ/dtはPVINから流出する電流であり、一般にDC 消費電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、 IGATECHG ＝f • QPとなります。 3) I2R損失はMOSFET、インダクタおよびセンス抵抗の各DC 抵抗から計算されます。連続モードでは、Lに平均出力電 流が流れますが、ＰチャネルMOSFETと出力ダイオードの 間で「こま切れ」にされます。MOSFETのRDS(ON)にデュー ティ・サイクルを掛け、Lの抵抗値を加算してI2R損失を求 めることができます。 4) 出力ダイオードは高電流時の電力損失の主な要因で、高 い入力電圧で悪化します。ダイオードの損失は、順方向電 圧、負荷電流、およびダイオードのデューティ・サイクルの積 を計算して求めます。 5) 遷移損失は外部MOSFETで生じ、動作周波数および入力 電圧が高くなると増加します。遷移損失は次式から推算で きます。 遷移損失 = 2(ViN)2 • iO(MAX) • CRSS(f) CI NやCOUTのESRによる損失やインダクタのコア損失などそ の他の損失は一般に全追加損失の2%以下に過ぎません。 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は負荷過渡応答を見てチェックす ることができます。スイッチング・レギュレータは負荷電流ス テップに対して応答するのに数サイクルを要します。負荷ス テップが生じると、VOU Tは直ちに(ΔILOA D)(ESR)に等しい量だけシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗で
す。また、ΔILOA DはCOUTを充電または放電し始め、それに
より帰還誤差信号が生じます。次に、レギュレータ・ループが VOU Tを定常状態の値に戻します。この回復時間の間、オー バーシュートやリンギングがないかVOU Tをモニタすることが できます。OPTI-LOOP®補償により、広範な出力容量とESR 値に対して過渡応答の最適化を図ることができます。 ITHの直列RC-CCフィルタ（「機能図」を参照）により、支配的 なポール-ゼロ・ループ補償が設定されます。図1の回路に示 されているITHピンの外部部品はほとんどのアプリケーション において妥当な出発点となります。これらの値は、プリント基 板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容 量値を決定したら、過渡応答を最適化するために多少は（推 奨値の0.2倍∼5倍）変更することができます。出力コンデンサ のさまざまな種類と値によってループの帰還係数（利得と位 相）が決まるので、まず出力コンデンサを決定する必要があ ります。立ち上がり時間が1µs∼10µsの、全負荷電流の20%か ら100%の出力電流パルスによって出力電圧波形とITHピンの 波形を発生させ、それによって全体的なループの安定性を判 断することができます。ループの利得はRCを大きくすると増加 し、ループの帯域幅はCCを小さくすると拡大します。出力電 圧のセトリングの様子は閉ループ・システムの安定性に関係 し、電源全体の実際の性能を表します。制御ループ理論の要 点を含む補償部品の最適化の詳細については、「アプリケー ションノート76」を参照してください。 OPTi-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。
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LTC3737
3737fa 次に、大容量の（>1µF）電源バイパス・コンデンサが接続され ている負荷のスイッチが入れられると、さらに大きな過渡が発 生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的にCOUT と並列接続状態になるため、VOU Tが急低下します。負荷ス イッチの抵抗が低く、しかもそのスイッチが高速でドライブさ れると、どんなレギュレータでもこの問題を防止するのに十分 な電流を供給することはできません。唯一の解決策は、スイッ チ・ドライブの立ち上がり時間を制御して、負荷の立ち上がり 時間を約(25)(CLOA D)に制限することです。したがって、10µF のコンデンサでは250µsの立ち上がり時間が必要で、充電電 流は約200mAに制限されます。 設計例 設計例として、VINは（1個のリチウムイオン・バッテリで駆動さ れ）最大4.2Vから最小2.7Vまで動作すると仮定します。負荷 電流条件は最大2.5Aですが、ほとんどの時間はスタンバイ・ モードになっており、2mAしか必要としません。低負荷電流 時と高負荷電流時の両方の効率が重要です。軽負荷時には Burst Mode動作が望まれます。出力電圧は2.5Vです。IPRG ピンはVI Nに接続されるので、最大電流検出スレッショルド ΔVSENSE(MAX)は約204mVになります。 最大デューティ・サイクル = VOUT V VIN MIN( ) DVD 93% 図2から、SF = 57%。 R Sf V iDS ON MAX SENSE MAX
OUT MAX T ( )( ) ( ) ( ) • . • • • . = ∆ = Ω 5 6 0 9 0 027 ρ 0.025ΩのSi3473DV PチャネルMOSFETはこの値に近い値です。 PLLL PFピンはフロート状態に置かれるので、LTC3737は 550kHzの既定周波数で動作します。Burst Mode動作での連続 動作の場合、必要な最小インダクタ値は次のようになります。 L V V kHz V V V V V H MiN= Ω + + = µ 4 2 2 5 550 0 051 0 025 2 5 0 3 4 2 0 3 1 40 . – . . . . . . . . PCボードのレイアウトのチェックリスト PCボードをレイアウトするとき、以下のチェックリストを参照し てLTC3737が正しく動作するようにしてください。 • 各チャネルの電力ループ（入力コンデンサ、MOSFET、イン ダクタ、出力ダイオード、出力コンデンサ）はできるだけ小さく し、他のチャネルの電力ループからできるだけ分離します。値 の小さな2個の入力コンデンサ（たとえば、各チャネルに1個づ つ、2個の10µF）を個別に使う方が、両チャネルが共通接続で 共有する値の大きな（たとえば、22µF）1個のコンデンサを使 うよりも良いでしょう。 • 信号グランドと電源グランドは分離します。信号グランド は、帰還抵抗分割器、ITH補償ネットワークおよびSGNDピ ンで構成されます。 電源グランドは入力コンデンサと出力コンデンサの（–）端 子、ショットキー・ダイオードのアノードおよびPGNDピンで 構成されます。各チャネルには、上で説明したように、それ ぞれの電力ループのために個別にグランドを持たせます。2 つのチャネルの電源グランドは共通ポイントで相互に接続 します。大きなスイッチング電流が流れるグランド経路を互 いに離しておくことが重要です。 • 帰還抵抗はVFBピンに近づけて配置します。ITH補償部品 もLTC3737のすぐ近くに配置します。 • 電流検出トレース（SENSE+とSENSE–/SW）はPチャネル MOSFETのソースとドレインに直接ケルビン接続します。 • スイッチ・ノード（SW1、SW2）とゲート・ドライバ・ノード
（PGAT E1、PGAT E2）を小信号部品、特に反対側の
チャネルの帰還抵抗、IT H補償部品および電流検出ピン
（SENSE+とSENSE–/SW）から離してください。
