MWE TH6B 基礎講座 5G に向けた増幅回路技術 広帯域 マルチバンド非線形補償技術 電気通信大学 先端ワイヤレス コミュニケーション研究センター 山尾泰

広帯域・マルチバンド非線形補償技術

電気通信大学

先端ワイヤレス・コミュニケーション研究センター

山尾 泰

2018.11.29 MWE TH6B 基礎講座 「_{5Gに向けた増幅回路技術」}

目次

1．5Ｇにおける無線回路の課題

2．非線形補償の基礎

3. 非線形補償の広帯域化技術

4. 同時送信マルチバンド非線形補償技術

5．むすび

1

１． Ｇにおける無線回路の課題

５ の目標

超高速ブロードバンドモバイルサービス（

enhanced Mobile

Broadband; eMBB）

超高信頼・低遅延通信（

Ultra Reliable and Low Latency

Communication; URLLC）

大規模マシンタイプ通信（

massive Machine Type

Communications; mMTC）

3 現在の100倍の伝送速度（下り20Gbps, 上り10Gbps、 一定の条件下において） 1km2_{あたり100万台のデバイスの収容} 無線区間での片道遅延を従来の_{1/10以下の1ms程度に}

５ 無線回路への課題

4

(1)

SHF帯

、

ミリ波帯

等

高周波

への対応

→

増幅器の利得と電力効率性能

(2)

無線帯域幅の拡幅

と

同時マルチバンドアクセス

→

増幅器と

歪補償技術

への影響（今回の内容）

(3)

信号精度の向上

（主に

EVM

）

→

主に

歪補償技術

への影響

（今回の内容）

(4) ビームフォーミングアンテナ（BFA)への対応

→

増幅器と

歪補償技術

への影響

送信非線形補償

ディジタル・プリディストーション（

Digital Predistortion; DPD）

5 １．非線形補償回路と送信増幅器を分離 増幅器設計に自由度 f 3BW ~ 5BW f BW f BW x: 変調信号 v: PD出力 y: y_RFの等価低域信号 v_RF: v のRF信号 y_RF:PA出力 f_S: 標本化周波数 f_C: 搬送波周波数 PD: プリディストータ ディジタル 信号処理 PA DAC ADC Inverse Estimation PA Modeling PD

v

f_C

x

v

RF

y

RF

y

f_S ２．非線形補償はディジタル信号処理 設計が容易でFPGAで容易に実現

の課題１

非線形補償信号処理の所要帯域幅は源信号帯域幅の

3倍以上

（実際には

5倍程度）

800 MHz ×5 =4 GHz !

6 f 3BW ~ 5BW f BW f BW x: 変調信号 v: PD出力 y: y_RFの等価低域信号 v_RF: v のRF信号 y_RF:PA出力 f_S: 標本化周波数 f_C: 搬送波周波数 PD: プリディストータ ディジタル 信号処理 PA DAC ADC Inverse Estimation PA Modeling PD

v

f_C

x

v

RF

y

RF

y

f_S 源信号 PA 入力 PA 出力

の課題２

同時マルチバンドアクセスへの対応

7 PD1 PD2 Up Converter Up Converter Down Converter Down Converter PD Parameter Estimator f_L1 f_L2

x

₁

x

₂

v

₁

v

₂ y₁ y₂ Coupler Nonlinear Device DAC DAC ADC ADC f₁ f₂ 回路規模が増大しコストアップ 帯域非連続デュアルバンドDPDの基本構成

の課題３

信号精度の向上（

256QAM, NOMA*

1

, ・・・・・？）

8

ACLR

*

2

_{に加えて，}

_EVM

_*

3

_{が重要な性能指標に}

*1 _{NOMA; Non-Orthogonal Multiple Access（非直交多重伝送）}

*2 _{ACLR; Adjacent Channel Leakage Power Ratio（隣接チャネル電力比）}

*3 _{EVM; Error Vector Magnitude（変調精度）}

例）

256QAMでの送信EVM要求値； 3.5% 以下

（PAのみならず変調器，ミクサ，発振器位相雑音含む） _Q I (%) 100 ) ( ' ) ( ' ) ( ' 1 0 2 1 0 2   





    N N R R Z EVM      Z’及びR’は，信号を識別するタイミングにおける 実際の送信波ベクトル及び理想的な変調ベクトル

．非線形補償の基礎

の入出力関数

10

V

_gs

；

大

V

_ds

I

_ds

V

_gs

；

小

V

_ds にも

tanh

関数で依存

カーティス・エテンベルグモデルにおける

I

I

_dsds

は以下の形で表される

増幅器の非線形特性

11

FET増幅器の非線形性はゲート電圧対ドレーン電流の関数に依存

例）

カーティス・エテンベルグモデル

における

I

_ds

は

V

_gs

の３次多項式

V

_gs

V

_ds

)

tanh(

)

(

_{0 1 gs 2 gs}2 _{3 gs}3 _ds ds

A

A

V

A

V

A

V

V

I











ゲート

_ドレーン

ソース

周波数領域での相互変調歪の観測

12

２トーンキャリア入力信号

v t

_in

( )

 

A

cos



_a

t B

 

cos



_b

t

3 3 2 2 1

(

)

(

)

(

)

)

(

t

a

v

t

a

v

t

a

v

t

v

_out



_in



_in



_in





2 2 2 2 2 2 2 1 3 1 3 2 2 3 3 3 2 2 2 3 3

( )

2

4

3 (

2

)

4

3 (

2

)

cos

cos

4

4

cos 2

cos 2

cos 3

cos 3

2

4

cos(

)

cos(

)

3

cos(2

)

cos(2

)

4

3

out a b a b a b a b a b a b b a

a

v

t

A

B

a

a A

B

a

a B

A

A

t

B

t

a

a

A

t B

t

A

t B

t

a

A B

t a

A B

t

a

A B

A

t B

t

a

A B



































































  





  



 







 



 





cos(2

)

cos(2

)



4

A





a





b

t B

 



b





a

t

和周波数と差周波数 IM₃ 基本波 高調波

周波数領域での歪スペクトル

13

２トーンキャリア入力時の非線形出力

0 f1-f2 2f₁-f₂ f₁ f₂ f₁-2f₂ 2f₁ f₁+f₂ 2f₂ 和周波数 IM₃ 基本波 _高調波 差周波数 _IM 3 高調波 0 f₁-f_{2 2f1-f2} f₁ f₂ f₁-2f₂ 2f₁ f₁+f₂ 2f₂ 和周波数 IM₃ 基本波 高調波 差周波数 _IM 3 高調波 トーン間隔が狭い場合 トーン間隔が広い場合

増幅器の入出力特性（フェーザ表示）

14

全ての増幅器は入力電力が大きくなると

振幅が飽和

AM-AM特性

位相が飽和

AM-PM特性

同相（I）軸 （a）線形領域における信号空間配置 出力バックオフ = 15dB 同相（I）軸 直交（Q）軸 直交（Q）軸 （b）非線形領域における信号空間配置 出力バックオフ = 3dB いずれも信号伝送特性を劣化

増幅器の入出力特性（

）

15 50 動作点 入力電力(dBm) 出 力 電 力 (dB m ) 1dB利得圧縮点 飽和出力 インターセプト点(IP3) 45 40 0 5 10 15 a b a; （P1dB - 動作点）_dB b; （飽和出力 - 動作点） _dB 1dB 出力バックオフ

全ての増幅器はいずれ飽和する

.

基本非線形モデル

16

非線形入出力関数は一般に

級数展開

できる

入力信号が無線信号のような帯域信号（Bandpass Signal）の時

フェーザ表現を用いて

等価低域系

で入出力関数を表せる

さらに等価低域系では偶数次の 非線形は，多くの場合周波数が 離れているので，省略されること が多い． 時間領域の波形をTaylor級数展開 は実数の時間関数

x, y

は複素数の時間関数

N

は最大非線形次数

性能評価用の基本非線形モデル（

_1）

17

Saleh model

Input Amplitude |x| 正規化入力振幅 正規化出力振幅 出力位相シ フ ト (deg) AM-AM 特性 AM-PM 特性 AM-AM, AM-PM共に表現できるが， 強い（ハードな）非線形を表すことは できない , ,

性能評価用の基本非線形モデル（

_2）

18

 Rapp model（

AM-AM 特性のみ

）

p

を変えることで，実際の特性のフィッティングが 可能で，弱い（ソフトな）非線形から，強い（ハード な）非線形まで表すことができる

 Rapp model

に

AM-PM 特性を

加えたモデル

p =1.8 α = 0.06 β =0.085

メモリ非線形モデル

19

入出力整合回路は一般に周波数特性を有する

増幅器の増幅素子は高い周波数で利得が徐々に低下

 Wiener-Hammerstein モデル

・

非線形関数 (メモリレスモデル ) FIR フィルタ FIR フィルタ

 Hammerstein モデル

・

非線形関数 (メモリレスモデル ) FIR フィルタ

周波数特性はインパルスレスポンスを乱れさせ波形歪を引き起こす

非線形補償の広帯域化技術

フォワードパスとフィードバックパス

21 x: 送信信号 v: PD出力 y: y_RFの低域等価信号 v_RF: v のRF信号 y_RF: PA出力 f_s: 標本化周波数 f_c: 搬送波周波数 PD: プリディストータ PA DAC ADC Inverse Estimation PA Modeling PD DSP

v

f_c

x

v

RF

y

RF

y

f_s

フォワードパス

フィードバックパス

Buffer Memory

以下では２つのパスのそれぞれについて対応法を考える

フォワードパスの広帯域化技術

帯域分割並列信号処理

DPD

[7]

23

 等価低域入力信号

x

を２つの帯域成分に分割

x

x

x

x

x

x

を２つの帯域成分の和で表現 低域成分 高域成分

x

x

x : x の等価低域信号 x : x の等価低域信号 中心周波数シフト量

BW

: 入力信号

x

の帯域幅 正規化周波数 BW = 1 0

x

_L

x

H

帯域分割時の非線形出力

24

OFDM信号等の送信に使われる準線形増幅器では3次の非線形項が主成分 → N = 3 で式を展開

スペクトル成分の和による非線形出力信号表現

25

PA出力 を４つのスペクトル成分

の和で表現

低域成分 高域成分 低域相互変調成分 高域相互変調成分 BW=1 0 正規化周波数

3BW

3/2BW

3/2BW

非線形出力信号の基底ベクトル表現

26

 ４つのスペクトル成分を，非線形多項式の基底と係数ベクトルを

用いて表現

(i = L, H, IL, IH)

非線形多項式の基底

 4成分の和でPA出力を表現

(i = L, H, IL, IH)

非線形多項式係数ベクトル

スペクトル分解

_{DPDにおける逆特性係数の決定}

27

 PD入出力特性の等価低域系多項式モデル

v

M : 逆特性多項式の最大次数 : 逆特性の複素係数

 PD出力 v をスペクトル成分の和で表現

 最小二乗法によって係数 , を決定

: vLの離散時間ベクトル表現 y: yの離散時間ベクトル表現 (i = L, H, IL, IH)

逆特性係数ベクトル

v

v

v

v

v

スペクトル

4分解DPD

28

 ４つのスペクトル成分毎に，並列してDPD信号処理を実行

• ４つのプリディストーションパスが必要

v

PA DAC PD_IH

x

_v

PD_H PD_L PD_IL DAC DAC DAC Band Splitter 3f₀ -3f₀

v

_IL

v

_IH

v

_L

v

_H

x

_L

x

_H - f₀ f₀ フィードバック回路 逆特性係数

v

_RF f_c

y

_RF

スペクトル

2分解DPD

29

 低域側と高域側でスペクトル成分をそれぞれグループ化

• 2つのプリディストーションパスに削減可能

• 各パスの所要帯域幅は，従来の2/3に狭帯域化

PA

x

v

PD_H,IH PD_L,IL DAC DAC Band Splitter 2f₀ - 2f₀

v

x

_L

x

_H

v

v

_RF

y

_RF f_c 逆特性係数 フィードバック回路

v

v

v

所要標本化周波数と

DAC数

30 非線形補償法 スペクトル4分解 DPD スペクトル2分解 DPD 従来の_DPD （帯域分割無し） 所要標本化 周波数

1.5BW

2BW

3BW

所要 _{DAC 数}

4

2

1

BW: 源信号の帯域幅 BW=1 0 正規化周波数

メモリ効果を考慮したスペクトル分解

_DPD

31 v_IL,mem PA DAC PD_IH x PD_H PD_L PD_IL DAC DAC DAC Band Splitter x_L x_H フィードバック回路 v_RF f_c y_RF v_L,mem v_H,mem v_IH,mem v_mem 非線形 モデル

v

IL,mem x_L x

v

 PD出力

3L次元逆特性係数ベクトル

: 3次元係数ベクトル (i = L, H, IL, IH)

計算機シミュレーションによる補償効果の評価

32 *CFR: ピーク対平均電力の低減処理 **PAPR: ピーク対平均電力比 非線形補償法 _{4分解DPD 2分解DPD} 従来の_DPD 送信信号 _{2CC-LTE信号 （20MHz×2）} RF信号帯域幅 18 MHz ×2 変調方式 256QAM CFR* ピーク打消し法 PAPR** 7.7 dB DACの 標本化周波数 61 MHz 82 MHz 123 MHz RF中心周波数 2.0 GHz PA非線形モデル Wiener-Hammerstein モデル 出力バックオフ _{11 dB} 多項式最大次数 3 メモリの深さ 3

 シミュレーション諸元

33

基本非線形モデル

 Saleh model

AM-AM 特性 AM-PM 特性 , , 設定パラメータ Input Amplitude |x| 正規化入力振幅 正規化出力振幅 出力位相シ フ ト (deg)

34

メモリ非線形モデル

 Wiener-Hammerstein モデル

・

非線形関数 (Salehモデル ) FIR フィルタ FIR フィルタ  解析で用いたメモリ特性 振 幅 (d B ) BW 振 幅 (d B ) BW

35

非線形補償前の

_{PA出力スペクトル (スペクトル4分解)}

PA出力信号の帯域幅は

入力信号の約３倍

スペクトル分解前の PA出力スペクトル スペクトル_{4分解後の} PA出力スペクトル

各成分の帯域幅は

入力信号の約１

.５倍

正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z) 正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z)

36

非線形補償前の

_{PA出力スペクトル (スペクトル2分解)}

PA出力信号の帯域幅は

入力信号の約３倍

スペクトル分解前の PA出力スペクトル スペクトル_{2分解後の} PA出力スペクトル

各成分の帯域幅は

入力信号の約２倍

正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z) 正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z)

37

計算機シミュレーション結果（スペクトル

_{, ACLR*, EVM**）}

*ACLR: 隣接チャネル漏洩電力比 **EVM: 変調誤差

ACLR (dB) Next ACLR (dB) EVM (%)

lower upper lower upper lower upper

PA入力 -57.9 -57.9 -59.1 -59.2 2.13 2.11 補償前のPA出力 -28.9 -31.0 -37.4 -40.8 5.87 5.29 スペクトル4分解DPD -47.9 -48.9 -51.5 -52.2 2.26 2.22 スペクトル_{2分解DPD -47.3 -48.2 -52.3 -53.0 2.26 2.23} 従来のDPD (分解無し) -46.0 -48.0 -51.7 -53.8 2.32 2.24 正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z) 非線形補償前 スペクトル4分解 DPD 従来のDPD 正規化周波数 電 力 ス ペク ト ル 密 度 (d B /H z) 非線形補償前 スペクトル2分解 DPD 従来のDPD

フィードバックパスの広帯域化技術

フィードバックパスの狭帯域化

39 フィードバック経路は増幅器の出力を等価低域系でA-D変換し、源信号と の誤差を求め、この誤差をある長さに渡って累積する。非線形補償係数 はこの累積誤差を最小化するようにLS（Least Square）法を用いて決定 誤差を最小化するために信号帯域外の歪みを含む全帯域幅の信号を フィードバックする必要があるか？ OFDM信号のように送信信号スペクトルが広い帯域に渡って連続して 平坦な特性を有する場合には、残留歪みが特定の周波数帯域のみに 発生することはまれ 非線形歪みの発生は相互変調というメカニズムに基づいており、入力信 号が広帯域のスペクトルを有する場合には、その中に含まれるすべての 周波数成分の組合せで相互変調成分が広帯域に渡って発生 帯域内と帯域外の歪みのレベルには強い相関があるので、信号帯域 内のみをフィードバックして源信号との誤差を求め、これを最小化する 補償係数を求めれば、帯域外の歪みも同時に補償される

スペクトル外挿狭帯域フィードバック

_DPD

[9]

40

Spectrum Extrapolation Narrowband Feedback(SE-NF) DPD

A-D変換器入力に狭帯域フィルタで帯域制限し，非線形モデル同定に

おいて広帯域信号を復元

フィードバック帯域幅と補償誤差および

隣接チャネル漏洩電力の関係

41 -55 -50 -45 -40 -35 10 15 20 25 30 35 A C LR N M SE Aquisition Bandwidth (MHz) ACLR (Lower) ACLR (Upper) NMSE (d B ) 20MHzキャリアのLTE信号のフィードバックパスの帯域幅を変えて ACLRとMMSEを測定

SE-NFによる320MHz帯域幅信号の補償実験結果

[11]

42

20MHzキャリア間隔のLTE信号16キャリアをアグリゲーションした合計320 MHz 幅のRF信号の補償を320MHzのフィードバック帯域幅で実現

同時送信マルチバンド非線形補償技術

フォワードパスのマルチバンド化

帯域非連続デュアルバンド

DPD

45 PD1 PD2 Up Converter Up Converter Down Converter Down Converter PD Parameter Estimator f_L1 f_L2

x

₁

x

₂

v

₁

v

₂ y₁ y₂ Coupler Nonlinear Device DAC DAC ADC ADC f₁ f₂

基本的な考え方は

帯域分割広帯域

DPD

と同じであるが，

２つのバンドが離れているため，奇数次の非線形に加えて，

偶数次の非線形についても考慮が必要

偶数次の非線形による歪の発生

46 PA 2 1 f  f 1 2 f 1

f

f

₂ 1 2 3 f  f 2 1 2 f 2 f 1

f

2

f

input _output

特に２つのバンドが倍数関係に近いときには，

偶数次項を非線

形モデルに組み込む

必要がある．

PA Dual-band PD Up-Conversion & DAC 1 f f₂ 90 ₉₀ 1 x 2 x ADC & Digital Down-Conversion & Low-Pass Filtering Harmonic cell Carrier cell 2 Carrier cell 1 Beat cell Inter-band cell 2 Inter-band cell 1

偶数次歪を考慮したデュアルバンド

_DPD

47

4次の非線形項までを考慮

f₁=700 MHz

デュアルバンド

DPDの補償実験結果

48 f₁=700 MHz _f

2=1350 MHz

フィードバックパスのマルチバンド化

スペクトル折返しフィードバック

DPD

[16]

50

複数のバンドを，

スペクトル折返しダウンコンバータ

を用い、異

なる帯域の信号を共通の中間周波数

(IF)帯域に重畳して変換

これによりフィードバック回路を簡略化可能

ADC PD Parameter Estimator f_L1 f_L2 x₁ x₂ v₁ v₂ y₁ Coupler y₂ Nonlinear Device Up Converter Up Converter Down Converter DAC DAC Post Processing & PA Modeling ( PD1 PD2 f₁ f₂ １）SFFB ダウンコンバータ ２）PDパラメータ決定回路 2 2 1 f f flo   1.75GHz _2.75GHz 0.5 GHz f₁ f2 frequency B1 B2 0 _{f1 f2} B₁ B₂ frequency 0 2 1 2 f f max{B₁ , B₂} 2 1 2 f f  _frequency frequency

多段スペクトル折返しダウンコンバータ

51

スペクトル折返しダウンコンバータを多段化することで，

ADCの数を

減らすことが可能

2 2 1 1 f f flo   2 1 3 2 f f flo   2 2 3 f f  f₁, f₂, f₃, f₁ f₂ frequency 0 _f 3 0 _{3 2} frequency 2 f  f frequency 0 2 1 2 f f  1 lo f 2 lo f 1 l o f

52  5Gに向けた広帯域・マルチバンド化に対応するための非線形補償技術と してDPDをとりあげ、最近の技術内容を解説した。  DPDはプリディストータとDACを含む順方向経路と、増幅器の出力周波数 をA-D変換してフィードバックする経路の2経路から成る。このそれぞれに 対して、広帯域化・マルチバンド化の観点からどのような技術が適用可能 かを、筆者の研究室で検討・開発した要素技術を例にとって概説した。  これらの技術は互いに組合せが可能であり、組合せることでさらなる性能 向上が可能と考えられる。

むすび

53

ご静聴

ありがとうございました

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