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動作回路例
AC INPUT
+
−
+
+
+
−
++−
+
+
−
−
− Bridge Diode
•
82 kΩ 1 W
51 Ω
40T
23T 1.5 Ω
3 W
50 V
HZP 16 TL
E/O
IN(−)
IN(+) NC
GND
ST 1 µF
1 µF Vref
110 Ω
51 Ω
27 kΩ HA16107P/FP
27 kΩ CL(−)
CL(+)
VE
RT1
RT2 CT V
OUT
IN
470 pF 4700 pF
22 µF
16 V 330 kΩ
33kΩ 33kΩ 68 kΩ 510 kΩ
16 V
16 V 3.225 V
6.45 V 6.45 VZener typereferencevoltagegenerationcircuit 34 V Error amp.
3.4 V10 µA
1 µF 2SK1567 6T
140 V El-30 Trans former
470 µF 5V, 2 A OUTPUT HRP 24
HRP 32
18.9 V
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AC INPUT
Bridge diodePower thermister 200 V 100 µF DFG1C8HRW26F47 µH 3 A Max 0.5 φ 8 T * 0.5 φ 8 T *
0.3 φ 50 T 0.3 φ 50 T50 V 22 µF
+ −
16 V 1000 µF 3.3 µF
1.8 kΩ 4.7 kΩ B Secondary error amplifier TLP521 * Bifiler transfomer core size EI-30 equivalent product
DC OUT (5 V, 3 A)
330 Ω 3.3 Ω+ −
+ −
+ −
+ − HZP16 13 kΩ
+ + +
0.47 µF
1 W 82 kΩ 10 kΩ 1 µF1 µF
(Start-up resistor) (Soft start capacitor)−−− 13 kΩ
12345678
910111213141516 TL
RB VOUTRT1CTCT2
E/OIN (−) CL (+)
HA16107P/108P
IN (+)NCSTVref 51 Ω 51 Ω4700 pF
470 pF 110 Ω
2SK1567 3 W 1.5 Ω(Current sense) (Current sense filter)
Timer latch capacitor
• ࡈࠜࡢ࠼࠻ࡦࠬ߳ߩᔕ↪
HA17431P
Rev.3.00 2005.06.15 page 35 of 41 VIN
RB
OVP detector
1 µF TL + VIN out
CL(+)
• CL(+)┵ሶߦOVPାภࠍᝌߒߚ႐ว
OVPᬌ࠷ࠚ࠽࠳ࠗࠝ࠼߇ዉㅢߔࠆߣTL┵ሶߦઃߌࠆኈ㊂୯ߢቯ߹ࠆᤨ㑆ࠍ⚻ㆊߒߚᓟ㧘
ജߪ࠶࠴ࠪࡖ࠶࠻࠳࠙ࡦߐࠇ߹ߔޕ
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アプリケーション
1.
フライバックトランスの1
次側制御におけるエラーアンプの使用法この事例はフライバックトランス式
AC/DC
コンバータにおいて，図8
のトランスの巻数比と電圧比がたが いに比例することを利用しています。出力電圧V
2の変動がIC
の電源電圧V
3にも現われるので，これを抵抗 で分圧し，エラーアンプで増幅します。この方式は，フォトカプラを使わずにすむので，部品点数の少ない 電源を構成できる特長があります(
なおフォワードトランスでは，この事例は適用できません)
。14
11
15
↪ACജ
V3㧔ICߩ㔚Ḯ㔚㧕
ࠛ㧙ࠕࡦࡊ 2.5V
R2
R1 R4
R3
−
+ E/O
ࡈࠗࡃ࠶ࠢ
࠻ࡦࠬ
N1
N3
N2
േᛶ᛫
ࠬࠗ࠶࠴⚛ሶ߳
C1
V1㧔ജ㔚㧕
V2㧔ജ㔚㧕
ജ
R1+ R2
R2 × V3= 2 1 Vref
V3=ޓޓ× V2, N2
N3
ߚߛߒ
図
8 エラーアンプ周辺回路図
＜エラーアンプまわりの外付け定数の決定＞
1. DC
特性の決定図
8
において，枠内の関係式が成立するので，これをもとに各パラメータを決めます。なお，トランスの 巻数の絶対値は，次式N
1: N
2: N
3= V
1: V
2: V
3をもとに，1次インダクタンスを考慮して決定します。次に
IC
の動作電圧V
3はUVL
電圧を考慮し，11V～18V
程度とします。V3は，大きくしすぎるとIC
の消 費電力が増加し，発熱トラブルの原因となります。また逆に，小さくしすぎると，電源の起動不良の原因 となります。2.
エラーアンプの利得・周波数特性の決定図
8
の構成とした場合，出力電圧V
2の変動に対するエラーアンプの利得特性は図9
のようになります。G1
f1 fAC f2
G2
R6 ҁ 0 R6 = 0
fOSC ᵄᢙ f(Hz)
ᓧ
G (dB)
図
9
エラーアンプ特性Rev.3.00 2005.06.15 page 37 of 41
図
9
における，各パラメータは次式より求まります。利得
G
1= V
3/V
2× R
3/R
1G
2= V
3/V
2× R
4/R
1コーナー周波数
f
1= 1/(2π C
1R
3) f
2= 1/(2π C
1R
4)
ただし
R
3>>R
4(10 : 1
以上)
G
1はレギュレーション，安定性の双方を考慮し，30
～50dB
程度とします。f
1は，商用周波数のリップルf
ACよりも低い値とし，これによるハンチング(
系の不安定現象)
を防止し ます。次に
G
2は，IC
の動作周波数f
OSC(数 10～数 100kHz)
において，利得を持たないように0dB
以下を目安に 設定します。f
2はf
OSCより十分小さく，かつ電源の応答速度(
数kHz)
に見合った値としてください。なお，商用周波数のリップルは，整流回路がブリッジ方式の場合，入力周波数の
2
倍となります(
商用周 波数が50Hz
ならf
AC= 100Hz)。
2.
電流検出部の外付け定数設計(HA16107, HA16108, HA16666)
電流検出機能が内蔵されている，上記型名の
IC
においては，スイッチ素子の電流検出抵抗R
CSとIC
の電 流検出端子の間に，必ず図10
のようなローパスフィルタを入れてください。ജ
ࠬࠗ࠶࠴⚛ሶ ࡄࡢ㧙MOS FET ᶋㆆኈ㊂
ജ㔚
ICߩPWM
ജ┵ሶ ࠃࠅ
ICߩ㔚ᵹᬌ
┵ሶ߳
㔚ᵹᬌᛶ᛫
ᢙ100mΩ 㨪ᢙΩ
ࡈࠖ࡞࠲(LPF)
CA RB RCS
RA
ID
CX
VB 140V
V11
V12
図
10 電流検出回路
その理由は，各サイクルにおけるスイッチ素子の導通時に，トランスの浮遊容量
C
Xを充電するのに伴いイ ンパルス電流が流れ，ICの電流検出を誤動作させるからです (図11
参照)。V11
VTH
V12
図
11 電流検出波形
Rev.3.00 2005.06.15 page 38 of 41
＜数値の設定法＞
検出したいスイッチ素子の電流を
I
D，電流検出抵抗をR
CSとすると，図10
のパラメータを用いて次式が成 立します。I
D× R
CS= ((R
A+ R
B)/R
B) V
THただし，VTHは
IC
の検出レベル電圧で，例えばHA16107
ならば240mV
です。RA，RBは数100Ω～数 kΩ
のオーダーとし，RCSに影響を与えないようにします。次に，フィルタのカットオフ周波数は次式となります。
f
C= 1/(2π C
A(R
A/R
B))
f
Cは，IC
の動作周波数f
OSC，電源の定格時のオンデューティD
，パワーMOS
素子のターンオン時間t
ONを 用いて，次の目安で求めます。fosc/D≦f
C≦1/(100 × tON)
上式の
100
という値はノイズ，リンギングなどに対してマージンをとったものです。＜具体例＞
HA16107
を用いた，動作周波数が100kHz, D = 30%
のあるSW
電源において，V
B= 140V
，C
X= 80pF
，t
ON= 10ns
でした。よって図11
のV
11のレベルピーク値は，R
CS= 1Ωのとき，
V11 (peak) = RCS × ID peak = RCS
× (VB × CX)/tON= 1Ω × (140V × 80pF)/10nS
= 1.12 (V)
にまで達してしまいます。そこで，以下の定数のフィルタを挿入しました。
RA = RB = 1kΩ, CA = 1000pF
このとき，検出できるドレイン電流は
0.48 (A)
となります。また，フィルタのカットオフ周波数は，318 (kHz)
となります。なお，フィルタの時定数を大きくすることは，ノイズに対しては有効ですが，大きくしすぎる とスイッチ素子の電流検出レベルに誤差を生じるのでご注意ください。3. IC
の発熱トラブルとその対策 (HA16107シリーズ，HA16114シリーズ)上記の
IC
は，パワーMOS FET
のゲートを直接駆動できる反面，その使用法を十分吟味しないと，ゲート 駆動電力の増大を招き，IC
が発熱するといったトラブルとなることがあります。本項をご一読の上，トラブルを未然に防止してください。
1.
パワーMOS FET
の駆動特性についてパワー
MOS FET
の駆動を行う際は，オン抵抗を十分に低くするため，通常はゲートしきい値電圧，例えば
5V
よりも十分大きい電圧，例えばIC
の電源電圧15V
によりオーバードライブします。このとき，ICからパワーMOS FETに供給すべき電力は，図
13
のゲート電荷Qg
で決まります。2. IC
の発熱電力の計算 (図13)
次式により，ICの発熱に寄与する電力を計算します。
Pd = V
INI
Q+ 2Qg V
INf
ただし，
V
IN ：IC
電源電圧IQ
：IC
の動作電流（無負荷時）Qg
：上記ゲート電荷f
：IC
の動作周波数係数
2
はゲートの電荷放電も発熱に寄与することを示しています。Rev.3.00 2005.06.15 page 39 of 41
4.
パワーMOS FETのゲート抵抗の設計法 (HA16107シリーズ，HA16114シリーズ) ゲート抵抗を接続する目的は，以下3
つあり，一般に図12
のような回路とします。(1)
ゲート充電電荷によるピーク電流を抑える。(2) IC
の出力端子の保護を行う。(3)
パワーMOS FETの入力特性に合った駆動をする。RG1
DG
OUT
CS
RCS ICߩ
ജ┵ሶ
࠻ࡦࠬ߳
ࡄࡢ㧙 MOS FET RG2
図
12 ゲート駆動回路
このゲート抵抗
R
Gは，以下より求めます。R
G= (V
G/I
G) – (V
G× t
ON)/Qg, R
G= R
G1+ R
G2I
G ：ゲート入力ピーク電流V
G ：ゲートドライブ電圧波高値(IC
の電源電圧と等しい)
t
ON ：パワーMOS FET
のターンオン時間t
OFF ：パワーMOS FET
のターンオフ時間Qg
：図13
によるゲート電荷VDS VDS
(V) VGS
VGS
(V)
Qg (nc)
図
13 パワーMOS FET
のダイナミック入力特性Rev.3.00 2005.06.15 page 40 of 41
t
ON，Qg
についてはパワーMOS FET
のカタログをご参照ください。抵抗
R
GをR
G1，R
G2に分けることにより，パワーMOS FET
導通時のスピードは遅く，しゃ断時は速くする ことができます。実装時のパワー
MOS FET
の導通・しゃ断時間t
ON'
，t
OFF'
は次のようになります。t
ON' = t
ON+ Qg (R
G1+ R
G2)/V
Gt
OFF' = t
OFF+ Qg · R
G2/V
G＜具体例＞
HA16107
などでパワーMOS FET，2SK1567をドライブする場合 (RG1= 100Ω, R
G2= 20Ω, V
G= 15V)。
t
ON' = 70ns + 36nc · (100Ω + 20Ω)/(15V) = 360 (ns) t
OFF' = 135ns + 36nc · (20Ω)/(15V) = 183 (ns)
一般的にゲート抵抗の値は，本回路構成の場合，
R
G1は100
～470Ω， R
G2は10
～47Ω程度とします。
Rev.3.00 2005.06.15 page 41 of 41
外形寸法図
Package Code JEDEC JEITA
Mass (reference value)
DP-16 Conforms Conforms 1.07 g
6.30
19.20
16 9
8 1
1.3 20.00 Max
7.40 Max
7.62
0.25+ 0.13− 0.05
2.54 ± 0.25 0.48 ± 0.10 0.51 Min 2.54 Min5.06 Max
0° − 15°
1.11 Max
As of January, 2003
Unit: mm
F
E
1
y
x M
p
*3
*2
*1
8 9 16
Index mark
Z b
AH
E
D
Terminal cross section
p
1
1c
b b
c
Detail F
1
1
L
L
A
θ
0.80 0.15 1.27
7.50 8.00
0.42 0.34
p
A1
10.5 FP-16DA
RENESAS Code
JEITA Package Code Previous Code
Max Nom Min
Dimension in Millimeters Symbol
Reference
2.20
0.90 0.70 0.50
0.20 5.5
0.20 0.10 0.00
0.50 0.40
0.27 0.22 0.17
7.80 8°
0°
0.12
1.15 10.06 0.24g
MASS[Typ.]
1 E 1 1 2
L Z H
y x θ c b A E D
b
c
e
L A P-SOP16-5.5x10.06-1.27 PRSP0016DH-A
NOTE)
1. DIMENSIONS"*1 (Nom)"AND"*2"
DO NOT INCLUDE MOLD FLASH.
2. DIMENSION"*3"DOES NOT INCLUDE TRIM OFFSET.
e