+
+ R1
VCC ࠦࠢ࠲
CVCC VOUT
CLM+
ࠛࡒ࠶࠲
GND M51995A
RNF1 RNF2 CNF
RCLM CFIN
ജㇱ ᢛᵹᐔṖ ኈ㊂
図
30
CLM+
端子周辺回路+
+ R1
VCC ࠦࠢ࠲
CVCC VOUT
CLM−
ࠛࡒ࠶࠲
GND M51995A
RNF1 RNF2 CNF RCLM CFIN
ജㇱ ᢛᵹᐔṖ ኈ㊂
図
31
CLM–
端子周辺回路図
30，図 31
にCLM+端子，CLM−端子の周辺回路を示します。
スイッチング電流波形には，特に出力トランジスタのターンオン時にヒゲ状のスパイクがあり，このスパ イクによる誤動作を避けるためにフィルタが必要となります。
C
NFとしては1000p ∼ 22000pF
程度の容量を使用してください。R
NF1, R
NF2は検出感度を調整するとともに，フィルタ用の抵抗となっています。
この抵抗値としては，検出感度が
CLM+, CLM−端子の流出電流の影響を受けないよう R
NF1// R
NF2として100Ω以下の値としてください。また，電流検出用の抵抗は無誘導のものを使用してください。
2.
過電流制限曲線(1)
フィードフォワードの場合(a) ࡈࠖ࠼ࡈࠜࡢ࠼࿁〝 (b) ৻ᰴ, ੑᰴ㔚ᵹᵄᒻ I1
I2
IP1
IP2
I1 CLM
RCLM
I2
図
32 フィードフォワード回路においてカレントリミットがかかった場合
二次側を過負荷にした時の電流制限曲線は，図
32
に示すような最も標準的な応用である一次側電流検 出によるパルス-バイ-パルスカレントリミット方式においては，出力トランジスタのON
期間での一次 側電流が二次側電流と比例することにより，二次側電流のピーク値が一定値に押さえられることによ り垂直垂下に近いものとなります。このパルス-バイ-パルスカレントリミット方式の場合，CLM端子のノイズフィルタによる遅れ，
IC
のCLM
端子から出力端子までの遅れ(T
PDCLM≈ 150ns)
，出力トランジスタの遅れによってパルス幅を一 定値以下に絞り込めないことがありますのでご注意ください。発振周波数が高いほど絞り込まなければならない時間は短くなります。また，出力電圧が高いほど絞 り込まなければならないオンデューティは狭くなります。
したがって，発振周波数が高く，出力電圧が高い場合ほど不利で垂下曲線にだれを生じます。
ജ㔚ᵹ
ജ㔚
図
33 フィードフォワード過電流制限曲線
このことを防止するためには，
VF
端子を利用して周波数を下げます。過電流でカレントリミット回路 が働いた場合，VF
端子電圧が3.9V
以下でVF
端子電圧の低下とともに発振周波数が下がります。(デッ
ドタイムがひろがります。)
カレントリミットがかかった状態では，電流連続モード
(
図32
におけるI
2が0
となることがない条件)
ですから，出力電圧は入力電圧V
IN(メイントランス一次側電圧)
とON
デューティの積に比例します。バイアス巻線をフォワードにとれば
V
CCはV
INにほぼ比例しますから，IC
の出力電圧を平滑した電圧 はほぼ出力電圧に比例します。したがって，図
34
のように出力端子からローパスフィルタを通じてVF
端子へ帰還を行えば，だれの ない垂下をかけることができます。図
34
において，R
VFFB= 15kΩ， C
VFFB= 10000pF
程度が妥当です。M51995A VOUT
VF RVFFB
CVFFB
図
34 出力端子からローパスフィルタを通じて VF
端子へ帰還を行う方法図
35
に，周波数を下げはじめる垂下点を変える方法について示します。VOUT VF VOUT VF VOUT VF
㜞ߊߔࠆ ૐߊߔࠆ
図
35 周波数を下げはじめる垂下点を変える方法
(2) フライバック方式の場合
フライバック方式で，メイントランスバイアス巻線がフライバック巻きとなっている場合，ICの
V
CCは出力電圧と比例しています。したがって，過負荷状態で，出力が一定電圧以下になりますと，
V
CCが起動停止電圧以下となり，動作を停止します。動作を停止すると，回路電流が下がるため，VCCが 上昇，起動開始電圧に至り動作を開始するという間欠動作となります。
ജ㔚
ജ㔚ᵹ
৻ᰴVCC߇
േᱛ㔚ߣߥࠆޕ
図
36 フライバック方式における過電流制限曲線
M51995A
VCC ࠦࠢ࠲
VF R1
R2
CVCC +
図
37 フライバック方式において過電流垂下時周波数を下げる回路
フライバック方式の場合，一次側電流のピーク値を一定にしますと，周波数が一定ならば二次側に伝 えられるパワーが一定になるという特性を示します。すなわち，図
36
に示すように出力電圧と出力電 流の関係が双曲線的になる垂下特性を示します。この出力電流の増加を避けるためには，
VF
端子を利用し垂下がかかった時に周波数を下げます。出力 電圧に比例した電圧がバイアス巻線に得られていますから，図37
に示すように，VCCを分割してVF
端子に入力します。図
37
において，R
2は15kΩ以下の抵抗を用いてください。この応用では R
1, R
2を流れる電流が起動前 電流につけ加わります。なお，図
25
の回路を用いた場合，R1の接続点をC
VCC2にした場合は，R1, R
2は起動前電流とは無関係 となります。3.
出力過大負荷状態が一定時間続いた時，動作停止状態に保持する応用カレントリミット回路が働き，
VF
端子電圧が3V
以下になるとCT
端子に接続された容量に充電されはじ め，CT端子電圧は0V
から上昇をはじめます。したがって，図
38
に示すようにこの電圧をバッファ，レベルシフトしてからOVP
端子に入力しますと，一定時間後
OVP
回路が働き，動作停止状態を維持します。VCC
CT CT
OVP M51995A
+
図
38 出力過大負荷状態が一定時間続いた時，動作停止状態に保持する応用
出力回路
1.
起動停止電圧以下での出力状態起動停止電圧以下の電源電圧でも出力端子は電流シンク能力を有しています。
(
出力Low
状態，電気的特 性出力Low
電圧 − 流入電流特性の項参照) この動作は，電源電圧が下がって動作を停止時，容量性負荷の
MOS FET
のゲート電荷を急速に引き出す働きをするため動作停止時MOS FET
にダメージを与えません。
この電荷を引き出す作用は，
V
CC= 2V
程度まではありますが，それ以下ではこの作用がないため，V
CCが 低い時でも，リーク電流等により不必要にゲート電圧が上昇するのを避ける必要がある場合には，図39
に示すようにMOS FET
のゲートソース間に抵抗をつけてください。M51995A VOUT
ࡔࠗࡦ࠻ࡦࠬ߳
MOS-FET
GND
RCLM 100 kΩ
図
39 ゲート電位上昇防止回路
2. MOS FET
ゲートドライブ損失図
40
にゲートに印加される電圧と，その時ゲートに蓄積される電荷との関係を示します。(1)
の領域は，トランジスタがOFF
しておりドレイン電圧が高いため，ドレイン側に空乏層がひろがって おりC
GDは小さな値にあります。このため電荷はほぼC
GSのみに蓄えられます。(2)
の領域は，トランジスタがOFF
状態からON
状態に移るためC
GDがミラー容量として効く領域です。(3)
の領域はトランジスタがON
し，ドレイン電圧が下がっておりC
GD, C
GSがともに関係する領域です。ࠥ࠻࠰ࠬ㑆㔚 VGS (V)
ోࠥ࠻㔚⩄ QGSH (nC) 20
15
10
5
0
0 4 8 12 16 20
࠼ࠗࡦ ID
VD CDS CGS
࠰ࠬ
VGS
ࠥ࠻
CGD VDS = 80 V
200 V 320 V
ID = 4 A (1)
(2) (3)
図
40 ゲート，ソース間に印加される電圧とその時蓄積される電荷の関係
このゲート電荷を充放電する電流がゲートドライブ損失となります。ゲートドライブ電流を
Id
とし，ゲー トのHigh
電圧時の全ゲート電荷をQ
GSHとしますと次の関係が成立します。ID = QGSH• fOSC……… (11) ここで，
f
OSC:
スイッチング周波数(≡発振周波数 )
このゲートドライブ電流は
MOS FET
の大きさにもよりますが，500kHz
では場合によっては数十mA
に 達することもあり，ICの発熱が大きくなることがあります。この場合には (1) ICに放熱フィンをとりつ ける，(2)
放熱性の良い基板を用いる，あるいは次に述べるようなバッファを出力につけることが必要と なります。3.
出力バッファ回路大きな負荷，あるいはバイポーラトランジスタをドライブする場合には図
41
に示すようなバッファを出 力につけてください。VOUT M51995A
図
41
出力にバッファ回路をつける場合DET
回路OFF LINE
でないコンバータ，またはフライバック方式で，バイアス巻線に発生する電圧を帰還電圧として利用するコンバータにおいて，IC内蔵の
DET
回路を電圧検出，誤差増幅器として使用する応用を図42
に示 します。C4 C2 R3 C C1
F/B
DET
R1
㔚Ḯജ߹ߚߪ ࡔࠗࡦ࠻ࡦࠬ
ࡃࠗࠕࠬᏎ✢
ᢛᵹᐔṖᓟ㔚
B A
R2 M51995A
図
42 DET
回路を電圧検出，誤差増幅器として使用する応用DET
端子とF/B
の間には位相補償用のCR
ネットワ–
クをつけます。図
42
のB
点とC
点間の利得の周波数特性を図43
に示します。Log G (dB)
Log ω ω1 ω2
G1
GAVDET (㔚ᵹ㔚ᓧ)
図
43 図 42
におけるB
点とC
点間の利得の周波数特性 図におけるG
1, ω
1, ω
2は次のようになります。G1 = R3 ……… (12) R1 / R2
1 C2 • R3
ω1 = ……… (13)
C1 + C2 C1 • C2 • R3
ω2 = ……… (14)
なお，起動開始時急速に
F/B
端子の電圧が持ち出がるため，C1, C
2を通じてDET
端子に電流が流れ，起動 時に出力パルスが発生しないことがあります。これを避けるためには破線で示した様に容量
C
4をつけます。R
1, R
2に流れる電流は起動前電流につけ加わりますので注意してください。これを避けるためには，図25
の回路を用いR
1をC
VCC2に接続してください。F/B
端子を利用して起動開始時の最初にパルスを絞り込む応用図
44
にF/B
端子を利用して，起動開始時の最初にパルスを絞り込む方法を示します。絞り込んでいる時間が長すぎますと，起動不良を起こしますので最初の
2 ∼ 3
個のパルスだけを絞り込むよ うにしてください。C
としては0.1µF
程度の値にしてください。M51995A
F/B
ࡈࠜ࠻ࠞࡊ߳
100 Ω C
図
44 起動開始時パルスを絞り込む方法
同期をかける応用
図
45
に同期をかける応用例を示します。この応用では過大負荷時 (カレントリミットがかかってVF
端子 が3V
以下) に，同期ははずれます。M51995A
T-ON CF T-OFF CT
CT ROFF
CF RON
Q1
Q2 +
120 µA หᦼ ࡄ࡞ࠬ
0 V
0 V
หᦼࡄ࡞ࠬߩᦨᄢ
หᦼࡄ࡞ࠬߩᦨዊ
หᦼᵄᒻ
⊒ᝄᵄᒻ
図
45 同期をかける応用例
バイポーラトランジスタのドライブ回路
バイポーラトランジスタを用いた応用でスイッチングスピードを上げるために，OFF時にベース電圧を負 電圧に引っぱる必要があります。このためには，図
46
に示すような回路で負電圧を作り出し動作させます。この場合の過電流検出は，検出抵抗による方法が使えないため，カレントトランスを用いてください。
VCC
−VSS
(−2 V to −5 V)
VOUT M51995A
ࠛࡒ࠶࠲
GND
VCC ࠦࠢ࠲
図
46
バイポーラトランジスタドライブ回路(i)
なお，出力のバイポーラトランジスタの電流容量が比較的小さい場合には図
47
のような回路で直接ドライ ブできます。VOUT
GND VCC
M51995A
ࠛࡒ࠶࠲
ࠦࠢ࠲
図
47 バイポーラトランジスタドライブ回路 (ii)
発熱に対する考察
IC
の周囲温度の絶対最大定格の上限値は+85 °Cとなっていますが，スイッチング電源内部の温度上昇はか なり大きく，また場所による不均一性が大きいので，どこの温度の対象にしたらよいのか判断に苦しみます。この場合，