第4 ・ 2 1図 種々の運転状態、における相電流の計算波形
102
100
O. 5 止[Nm] O. 4
0.3 0.2 O. 1
O. 053Nm 0.2
O. 1
200 [ms] 100 200[ms]
(a)補償なし(15%負荷〉 (c)補償あり(15児負荷〉
3. 0
[Nm]
3.0
i
[NmJT
O. 102Nm 2.0
中 小 O. 098Nm 2.0
nHU ‘・tEム
100 200[ms]
? L_ L 1 1 1
(b)補償なし(100児負荷〉
100 200[ms]
(d)補償あり(100児負荷〉
第4 ・ 2 2図 出力電圧誤差補償による瞬時トルク波形の改善
〈速度指令lOOrpm)
103
に100児負荷の場合の瞬時トルク波形を示す。 第4・22図(a)， (c) (15先負荷時〉
と第4・22(b)， (d) (100先負荷時〉では縦軸の目盛りが異なるので， 図中に トルク脈動の幅を示した。 第4・22図の(a)と(c)を比較すれば， 脈動幅はほ ぼ同じであるがその基本波分の脈動は補償ありの方が抑えられていること がわかる。 第4・22図(c)のわずかな歪みは電流の零付近の歪みに対応して いる。 また図の脈動幅より， 瞬時トルクの脈動は負荷の大小にはあまり関 係しないことがわかる。
第4 ・ 2 3図に第4・ 2 2 図の各トルク波形に対応した速度の計算波形を示 す(1 30)。 図の計算では， 機械系の方程式における慣性モーメントJは永久 磁石形ACサーボモータ単体のものを用いており， その値は2.85xlO-4 kg・m2である。 速度変動は， ほぽトルク脈動 と機械系の慣性モーメントに
よって決定されるため， 負荷トルクの大小によらず同様の変動となった。
第4・23図(a)， (b)と(c)ベd)を比較すれば， 提案の出力電圧誤差補償によっ て速度変動は約5分のlに抑えられることがわかる。
104
ハHU nHU
nHU
ハHv nHu nuυnHU nHU2 0 8 6 4 2
'SEES-EEEA 司11tJm川門υVBA
rb
ハHUハHunuu
n川U ハHU AHυ nHU
nHU
のノω ハHu nxu ρhU A斗A の/ω
'aEム噌EE4寸iEIJm川p ri 「lLm川1土石lp
一 γi
-A斗ゐつυ噌EEL
下
O. 27rpm
nHV ハHUT--
ハHUT--200[ms] 100 200 [ms]
(a)補償なし(1日負荷〉 (c)補償あり(15%負荷〉
F11 AHU
nHU nHu nHU ハHU nHU
ハHUnHV
の/臼 ハリu nxu nhU A4A η/臼 -E4
PSE-t』 vlA m川門μ 「111J 守asム 120
_l
[rpm]F 100
1. 23rpm 80
60 40 20
下
0.23rpm
200[msJ
100 100 200[ms]
(b)補償なし(100唱負荷〉 (d)補償あり(100児負荷〉
第4 ・ 2 3図 出力電圧誤差補償による速度変動の改善〈速度指令lOOrpm)
105
立早 5論 第結
永久磁石形ACサーボモータは， 小形高効率で， 産業界において小容量 可変速分野に広く用いられているが， このモータをPWMインバータで駆 動した場合の駆動特性向上を目的として， 電流制御系， PWM発生法， ァ ッドタイムの影響に関する研究を解析および実験により行った。
第2章では， P 1制御系と静止座標系における電流の三角波比較方式の PWMを用いた永久磁石形ACサーボモータ駆動システムに関して， PW Mによる電流脈動を考慮した固定子電流の厳密な解析法を提案し， 状態変 数法を用いて数値計算を行った。 また高速回転時に問題となる電流制御性 の悪化に対し無負荷誘導起電力補償を行い， その効果を確認するとともに 解析結果との比較を行った。 さらに内部起電力補償時の解析を行い， 無負 荷誘導起電力補償のみの場合と比較した。 これらのことから次のことを明 らかにした。
(1) 解析結果と実験結果を比較すれば両者はよく一致しており， 提案 した解析法は妥当である。
(2) 解析結果， 実験結果とも高速回転時に電流制御ループの等価的ゲ イン低下のため制御性が悪化する。 特に軽負荷時には位相遅れが 顕著であるが， 誘導起電力のフィードバックにより補償できる。
(3) 電流アンプの比例ゲインを上げても高速回転時には誘導起電力補 償と同じ効果が得られるが， 低速回転時に電流制御ループの等価 的ゲインが高くなり， 搬送波の立上り(または立下り) 180。期間
中に2回以上のスイッチングが起こる欠点がある。
(4) eo補償とea補償の効果はほとんど同じである。
106
第2章で用いた解析法は三角波周波数， インバータ入力直流電圧， モー タ定数， 電流アンプの比例ゲイン， 積分時定数など種々のパラメータに対 する電流の応答， 脈動の様子を正確に把握できるため， 静止座標系におけ る電流P 1制御系の設計に貢献できる。
第3章では， 電流制御部に回転座標系上で動作する P 1制御器と三角波 比較方式あるいは空間電圧ベクトル方式のPWMを用いた永久磁石形AC サーボモータ駆動系をDSPを用いて構成した。 また電流波形およびその FFT解析結果について， 三角波比較方式を用いた場合の電流高調波と空 間電圧ベクトル方式を用いた場合の電流高調波を比較した。 さらに空間電 圧ベクトル方式に対して， パラメータKを変化させた場合の相電流のTH Dを示した。
これらのことから次のことを明らかにした。
(1) 計算波形と実験波形の一致より， ディジタルシステムに対する解 析法の妥当性が示された。
(2) K= O. 5のときの空間電圧ベクトル方式は， 三角波比較方式に比べ，
搬送波周波数付近の電流高調波成分を約45先に抑えることができた。
(3) 空間電圧ベクトル方式ではKの値を任意に変えることが可能で，
その値を三角波比較方式から得られるKの値O. 37および0.63の聞 に設定することで三角波比較方式よりもTHDを下げることがで きる。 空間電圧ベクトル方式において， Kの値をO. 5に選んだとき，
三角波比較方式の場合のTH D (51. 3%)よりも小さい最小値47.仰 をとった。 このことは， 高調波に関して， 空間電圧ベクトル方式 の方が三角波比較方式よりも優れていることを意味している。
第4章では， PWMインバータのデッドタイム時に起こる現象として，
出力電圧誤差， 電流クランプ現象を考慮した永久磁石形ACサーボモータ 107
駆動系の解析方法を示した。 この解析法により， 出力電圧誤差の影響を瞬 時的および平均値的に検討した。 さらに， 電流の零クランプ現象について も計算波形をもとに零付近における電流挙動， クランプが起こる時のスイ ッチング状態について検討した。 また， ソフトウェアのわずかな変更のみ で可能な出力電圧誤差補償法を提案し， 計算および実験によってその補償 効果を示した。
これらのことから次のことを明らかにした。
(1) 計算波形と実験波形はよく一致しており， 第4章で提案したデツ ドタイム を考慮した解析法は妥当である。
(2) 相電圧と相電流の位相からlサンプリング中の3回のスイッチン
グにおける出力電圧誤差の出現パターンと運転状態との関係を明 らかにしfこ。
(3) 出力電圧誤差により， LとSに挟まれた電圧ベクトルの出力時間 は減少し， sとLに挟まれた電圧ベクトルの出力時間は増加する。
またLとL， SとSに挟まれた電圧ベクトルの出力時間は変化し ない。 このため出力電圧は振幅だけでなく位相も大きく影響を受 ける。
(4) 出力電圧誤差平均値のdq領域における不連続の影響が相電流の零 付近に現れる。 出力電圧の位相誤差は相電流を零付近にとどめて おくように働いてい る。
(5) 電流の零クランプは電流の零に向かうリプルの先端で起こる。 l 回のクランプはデッドタイムより短いが， このクランプにより電 流のはね上がりが生じ， 電流位相が押し戻される。 クランプは電 流が零を抜けるま でに複数回起こるため， 出力電圧誤差とともに 電流波形歪みの原因と なる。
(6) 提案の出力電圧誤差補償により， トルクの基本波の脈動を抑制で 108
きる。 機械系の慣性モーメントをモータ単体の慣性モーメントの みとした解析では， その速度変動は補償なしの場合の5分のl程 度となった。
109
謝 辞
本研究は， 鹿児島大学工学部および鹿児島工業高等専門学校において行 ったものであり， 研究の機会を与えていただくとともに研究遂行にあたっ ては常に御指導と御鞭擦を賜りました鹿児島大学篠原勝次教授に厚く御礼 を申し上げます。 また， 本論文をまとめるにあたって御指導， 御鞭捷を賜 りました九州大学大学院システム情報科学研究科吉田欣二郎教授に深く感 謝の意を表します。
本論文に関して種々御教示いただきました九州大学大学院システム情報 科学研究科平津宏太朗教授， 西哲生教授並びに二宮保教授に深く感謝の意 を表します。
また， 本研究に関して有益な御意見， 御討論をいただきました電気学会 半導体電力変換研究会， 回転機研究会の方々に謝意を表します。
なお， 本研究を遂行するにあたり， 終始変わらぬ御助言と御討論をいた だきました鹿児島大学賞成義孝助教授， 飯盛憲一助教授， 元鹿児島大学 (現熊本工業大学〉入佐俊幸教授に感謝いたしますとともに装置製作， 実 験等に直接御協力いただきました鹿児島大学池田稔技官に心より厚く御礼 を申し上げます。
110
文 献
( 1 ) 野中: 1パワーエレクトロニクスの回顧と展望一総論」昭62 電気学会全大S.8-1 (1987)
(2) 原島:1最近の回転機特集号 回転機の制御〈エレクトロニ クス制御) J電学誌，96，394 (1976)
(3) 吉田・高見・横田・西谷・園田:1制御PMLSM磁気浮上モデ ル車の軌道追従制御一車重軽減モード走行におけるFEM シミュレーシ ョ ンと実験一」電学論D，115，240 (1995)
(4) B. Mokrytzki: "The Controlled Slip Static Inverter Drive" IEEE Trαns. lndustr.
Gen. Applic.， IGA-4， 312 (1968)
(5) 吉田・岩金・中西・松本・千々岩:1サイリスタインバータの運
転方式について」昭45電気回学会九州支部連大No.237 (1970)
(6) 佐藤:1無整流子電動機の研究」電学論，84，1249 (1964) (7) F. Blaschke: "Das Prinzip der Feldorientierung， die Grundlage für die
TRANSVEKTOR-Regelung von Drehfeldmaschinen" Siemens， Z必， 757 (1971) (8) 岩金・甲斐・浦野:1インバータによる誘導機ドライブとベク
トル制御方式について」安川電機，38，588 (1974)
(9) 元吉・土屋・大沢: 1サイクロコンパータ給電による同期機の ベクトル制御」昭54年電気学会全大No.508 (1979)
(10) 赤木・小笠原・難波江:1ダンパレス同期電動機のトルク伝達 関数定数化制御」電学論B，103，33 (1983)
( 11 ) 大沢・木下・中野:1同期電動機の高性能化制御」電学論D， 107，
175 (1987)
(12) 杉本・藤井: 1同期電動機の非干渉制御法とその特性」
電学論D，110，175 (1975)
111
( 13) 西村・小笠原・赤木・難波江・中西:r永久磁石同期電動機の高 性能サーボシステム」電気学会半導体電力変換研資
SPC-84-13，31 (1984)
(14) 竹下・亀田・大橋・松井:rディジタルシグナルプロセッサによ
るブラシレスモータの高速電流制御法」電学論B，106，753 (1990)
( 15 ) 上山:rニュードライブエレクトロニクスJ p.263 (1972) 電気書院
( 16 ) 石崎:r永久磁石形ブラシレスD Cモータの現状と将来」
平元電気学会産業応用部門全大S.3-2 (1989)
(17) 宮入:rパワーエレクトロニクスとその動向」電学誌，91，
1751 (1976)
( 18) W. McMurray and D. P. Shattuck: "A Silicon-Controlled Rectifier Inverter with Improved Commutation" IEEE Trans. Commun. and Electronics， 57， 531 (1961) ( 19) W. McMurray: "SCR Inverter Commutated by an Auxiliary Impulse" IEEE
Trans. Commun. and Electronics， 83， 824 (1964)
(20) D. A. Bradley， C. D. Clarke， R. M. Davis and D. A. Jones: "Adj
ustable-Frequency Inverters and百leir Application to Variable-Speed Drives" Proc.
Instn. Elect. Engrs.， 111， 1833 (1964)
(21) 野中・岡田:r新転流方式による三相S C Rインバータ」
電学誌，86，1150 (1966)
(22) 電気学会:r小特集 新段階に入った電力用半導体デバイス」
電学誌、，100，889 (1980)
(23) 電気学会:r小特集:電力用半導体デバイスの高性能化 ・ イ ンテリジェ ントイヒの動向」電学誌，110，81 (1990)
(24) 吉田・新良:r最近の回転機特集号 誘導機の可変速制御」
電学誌，96，394 (1976)
(25) 吉田・久米:rパワーエレクトロニクス特集号 交流電動機駆 動 A.インバータ」電学誌，98， 420 (1 978 )
112