招待論文
マイクロ波電力増幅器の統一的設計理論とその応用
本城
和彦
†a)高山洋一郎
†石川
亮
†General Design Theory for Microwave Power Amplifiers and Its Applications
Kazuhiko HONJO
†a), Yoichiro TAKAYAMA
†, and Ryo ISHIKAWA
†あらまし 本論文では，マイクロ波電力増幅器の性能評価指標として重要な出力電力，電力効率，電力利得， ひずみに関して，基本原理に立ち返って設計理論を論じる．先ず，電力増幅器のエネルギーバランスより高調波 電力を無効電力化し，基本波出力の力率を調整して直流入力電力とRF 出力電力をバランスさせることが高効率 増幅器設計の基本であり，これによりこれまで考案されてきた増幅器を二つのカテゴリーに分類できることを示 し，実例を挙げる．更に増幅器の高電力利得化の原点に立ち戻った独立バイアス型カスコード増幅器の有用性に ついて述べる．また，高効率電力増幅器と高効率整流器の動作の相似性について述べ，電力増幅器回路と整流器 回路が共用できる可能性について述べる． キーワード マイクロ波，電力増幅器，電力効率，低ひずみ，F 級増幅器，高調波，整流器
1.
ま え が き
マイクロ波電力増幅器では，直流電力と
RF
基本波
電力を入力し，
RF
基本波出力，
RF
高調波出力，及び
熱を出力としたエネルギー収支バランスが成立してい
る．通常，増幅器では電力利得は可能な限り大きくな
るように設計されるので，
RF
基本波入力電力は，基
本波出力電力の数十分の一と小さくなり，近似的には
無視して考えることができる．また
RF
高調波出力は，
これらの高調波において純リアクタンス負荷とするこ
とで無効電力化することが可能で，零とすることがで
きる．このような状態で直流入力電力と基本波出力電
力とをバランスさせることができると，発熱はなくな
り
100%
の電力効率を実現できる．このようなエネル
ギー収支バランスは，
RF
基本波電力を入力し，非線
形素子により直流と
RF
高調波成分を発生させ，この
うち直流のみを取り出すことを目的とするマイクロ波
整流器においても見いだせる．したがって高効率電力
増幅器と高効率整流器の間には回路設計面において共
通性が多いことが類推できる．本論文ではマイクロ波
†電気通信大学大学院情報理工学研究科，調布市Graduate School of Informatics and Engineering, The University of Electro-Communications, 1–5–1 Chofugaoka, Chofu-shi, 182–8585 Japan a) E-mail: [email protected]
電力増幅器の超高効率特性を実現するために有効な統
一的設計法を，これまでの増幅器設計理論と対比させ
ながら述べる．加えて複数のトランジスタを用いて高
電力利得を生み出すことができるカスコード回路を独
立バイアス型とすることにより，高効率と低ひずみを
同時に達成できること，更には広いダイナミックレン
ジにわたって高電力効率が達成できるドハティ増幅器
の新しい構成法を示す．また高効率電力増幅器・整流
共用モジュールの実現の可能性についても述べる．
2.
高電力効率化のための基本概念
電力増幅器の一般的構成並びにその簡易等価回路を
図
1
に示す．増幅器の電力効率は入力信号が大信号
レベルに達し疑似スイッチング動作が起こることで改
善される．したがって信号源を含む入力回路とトラン
ジスタを単純なスイッチで置き換えて考えることもで
きる．ここで，基本角周波数
ω
0の入力信号で励振さ
れたトランジスタの出力端子に流れこむ電流
id
(t)
と，
トランジスタ出力端子に加わる電圧
vds
(t)
は，ひずみ
交流理論によりそれぞれ直流成分
(I
DC, VDC
)
，基本
波成分，
2
次から
n
次の高調波成分を用いて次式のよ
うに一般的に表現できる．
id
(t) = I
DC+
√
2I
1sin (ω
0t + ϕ
1)
+
n=2√
2I
nsin (nω
0t + ϕ
n)
(1)
図 1 電力増幅器の一般的構成と簡易等価回路 Fig. 1 High-efficiency PA schematic and its
simpli-fied expression.
vds
(t) = V
DC+
√
2V
1sin (ω
0t + ϕ
1+ θ
1)
+
n=2√
2V
nsin (nω
0t + ϕn
+ θ
n)
(2)
ただし，高調波における電圧と電流の位相差は
θn
と
している．また，
In
及び
Vn
は
n
次の電流実効値及び
電圧実効値を各々表す．この式から高調波による電力
消費を零とするためには，
I
nか
V
nのどちらか一方が
零にするか（カテゴリー
I
），または
θn
を
±π/2
（カ
テゴリー
II
）として無効電力化するかの二通りがある．
このような条件を満たすと，トランジスタ内での平均
消費電力
Pave
は，
Pave
=
1
T
T 0vds
(t)i
d(t)dt
= V
DCIDC
+ V
1I
1cos θ
1(3)
と表され，この
Pave
を零にできれば，増幅器の電力効
率は
100%
になる．
cos θ
1は基本波の力率である．寄
生リアクタンスを全て取り除いた真性トランジスタ
部に，通常動作状態で負の電流が流れないことを考慮
すると，カテゴリー
I
の場合，基本波の力率は
−1
し
かとることはできず，基本波電流と基本波電圧の位相
差は
π
となる．この状態の電圧・電流波形を図
2
に
示す．この図において数学的に計算される電力効率は
100%
となっており，
F
級増幅器
[1], [2]
，逆
F
級増幅器
がこのカテゴリー
I
に属する．カテゴリー
I
の増幅器
では力率が
−1
となるため，トランジスタ素子の耐電
圧・耐電流特性を最大限活かして出力電力を確保でき
るという利点があるが，電流が流れる高調波次数では
図 2 高調波における消費電力を零にする方法 Fig. 2 Two methods delivering null power dissipationat harmonic frequencies.
電圧は必ず零でなければならず，電圧が存在する高調
波次数では電流は零でなければならないという制約が
生ずる．このため出力回路の設計が複雑になるという
欠点がある．なお高調波インピーダンスが全ての次数
で無限大となる
D
級増幅器もカテゴリー
I
に属する．
一方カテゴリー
II
では，式
(3)
において直流投入電
力に見合った力率を可変として調整し，トランジスタ
での平均消費電力を零にできる．このためカテゴリー
II
の増幅器では，高効率化のための自由度がカテゴ
リー
I
に比べて高く，高効率増幅器を実現しやすい反
面，力率が
−1
からずれるため，トランジスタには過大
な耐電圧，耐電流特性が要求されるという欠点がある．
図
2
にカテゴリー
II
の電圧・電流波形を示す．この図
において数学的に計算された電力効率も
100%
となっ
ている．カテゴリー
II
には高調波リアクタンス負荷増
幅器
[3], [4]
，
E
級増幅器
[5], [6]
，逆
E
級増幅器
[7]
，
J
級増幅器
[8]
，逆
J
級増幅器
[3]
が含まれる．
トランジスタの出力回路を定電流源と見立てると，
図
3
のカテゴリー
I
に示すように高調波の負荷イン
ピーダンスを零または無限大と設定することにより，
それぞれ高調波電圧を零としたり，高調波電流を零と
したりすることができる．これが
F
級や逆
F
級負荷
回路の負荷インピーダンス条件となる．この場合，力
率は
−1
となるので，基本波のインピーダンスにはリ
アクタンス分を含まない．一方図
3
に示すカテゴリー
II
では，高調波の負荷はスミス図外周で表示される純
リアクタンスとすることにより，電流と電圧の位相差
を
±π/2
とすることができ，更に基本波の力率を調整
して式
(3)
を零にできる可能性がある．両方の図を見
比べると，カテゴリー
I
の負荷はカテゴリー
II
の負荷
図 3 高効率増幅器の負荷インピーダンスの比較．カテゴ リー I：F 級，逆 F 級，D 級など．カテゴリー II： E級，逆 E 級，J 級，逆 J 級，高調波リアクタン ス負荷型など．Fig. 3 Comparison of high efficiency PA load impedances. Category I: Class F, Inverse F, Class D. Category II: Class E, Inverse E, Class J, Inverse J, Reactive Harmonic Load.
表 1 負荷インピーダンスによる高効率電力増幅器の分類 Table 1 Classification of load impedances for high
efficiency PA. Category I
Load Class F Inv. F Class D PF=−1 Z(f0) PF=−1 PF=−1
(or PFC)
Z(2f0),Z(4f0),· · · 0 ∞ ∞ Z(3f0),Z(5f0),· · · ∞ 0 ∞
Biasing Condition Class B Class B Class B Category II
Reactive Load Class J Inv. J Class E Inv. E harmonic load Z(f0) PFC PFC PFC PFC PFC Z(2f0) −jX +jX −jX +jX ±jX Z(3f0), Z(4f0), (−jX) (+jX) (−jX) (+jX) ±jX · · · Biasing Condition AB AB B B B and AB PFC: Power Factor Control
の特殊な例であることも分かる．これらの関係を表
1
にまとめて記述する．
式
(3)
においてトランジスタに加わる直流電流
IDC
，
直流電圧
VDC
，基本波電流
I
1，及び基本波電圧
V
1の
間は，トランジスタのデバイス構造や電子のドリフト
速度電界特性などの半導体材料定数に起因する非線形
関数で結ばれている．このため，高調波を含むロード
プル測定や，能動素子の非線形性が大きな周波数特性
を有しないことを利用して低周波で行う高調波アク
ティブロードプル
[9]
，更には精密大信号モデル構築な
どにより初めてこれらの関係が導かれる．式
(3)
より
基本波における十分な電圧利得並びに十分な電流利得
も，力率調整実施のためには重要であることが分かる．
3.
マイクロ波高効率電力増幅器の構成法
3. 1
寄生リアクタンスを考慮した
F
級，逆
F
級
回路設計
マイクロ波帯では，内部浮遊容量
Cp
とリード部の
インダクタンス
Lp
で代表されるトランジスタの寄生
リアクタンスを無視できないので，これらを考慮して
F
級負荷回路や逆
F
級負荷回路を設計する必要があ
る．ところで，図
3
で示したように，高効率増幅器で
は高調波の負荷を純リアクタンスにする必要があるの
で，負荷抵抗と高調波処理回路の間には，如何なる高
効率増幅器においても図
4 (a)
に示された高調波短絡
回路が必要となる．このためトランジスタから負荷側
を見込んだ回路は図
4 (b)
や図
4 (c)
のように簡略化
して考えることができる．図
4 (b)
は高調波処理回路
として梯子型回路を用いた場合で，図
4 (c)
は並列共
図 4 寄生素子を考慮した F 級・逆 F 級回路設計法 Fig. 4 Class-F and inverse-F load circuit design振回路，直列共振回路や格子型回路など梯子型以外の
任意の回路を用いた場合を表している．いずれの場合
も純リアクタンス回路となり，式
(4)
で表されるよう
に零点と極を交互にもつため，これらを
F
級や逆
F
級回路に要求される周波数と一致させることが設計作
業となる．式
(4)
では
3 ω
0と
5 ω
0で無限大，
2 ω
0と
4 ω
0で短絡となる
F
級負荷回路の目標関数を表して
いる．寄生リアクタンスに対して自由度を与えるため
寄生極
ωD
を与えている．
Z
L(s) =
b
1s + b
3s
3+ b
5s
5a
0+ a
2s
2+ a
4s
4+ a
6s
6=
b
5a
6s
s
2+ (2ω
0)
2s
2+ (4ω
0)
2(s
2+ ω
2 D) [s
2+ (3ω
0)
2] [s
2+ (5ω
0)
2]
(4)
目標関数となる式
(4)
二行目右辺を同一行目右辺のよ
うに展開させ，分母，分子をそれぞれ分子で割るとい
う作業を繰り返していくと，式
(5)
のような連分数が
得られる．この連分数は図
4 (b)
の回路のインピーダ
ンス表現と一致するため，係数比較により直ちに，寄
生リアクタンスを考慮した
F
級負荷回路のパラメータ
値が得られる．
ZL
(s) =
1
C
0s+
1
L
0s+
1
C
1s+
1
L
1s+
1
C
2s+
1
L
2s
(5)
以上のように求めた集中定数回路パラメータを分布定
数回路に等価変換すると，図
4 (b)
の回路は図
5 (a)
の
マイクロストリップ回路に変換でき，マイクロ波帯で
実現可能となる．図
6 (a)
はトランジスタとして
GaN
HEMT
を用いた
5.8 GHz
帯寄生リアクタンス補償型
F
級電力増幅器の写真である
[2]
．この増幅器では
4
本ある並列高調波短絡スタブは，取り付け部がビアに
より接続された表面・裏面
2
層構造により実現され
ている．この増幅器により
5.86 GHz
において最大ド
レーン効率
79.9%
，最大付加電力効率
71.4%
，飽和出
力
33.4 dBm
が得られている．
一方，図
4 (c)
の場合，高調波処理部の一端子対イ
ンピーダンス関数を
Z(s)
とすると，トランジスタか
ら負荷側を見込んだインピーダンス
Z
L(s)
は，
ZL
(s) =
1
C
0s +
1
Lps + Z(s)
=
P (s)
Q(s)
(6)
図 5 分布定数回路によるマイクロ波高効率電力増幅器 設計Fig. 5 Distributed circuit implementation for mi-crowave high efficiency power amplifier.
図 6 寄生リアクタンス補償を実施した高効率 GaN 電力 増幅器．(a) 連分数法を用いた 5.8 GHz 帯 F 級増 幅器，(b) 因数分解法を用いた 1.9 GHz 帯逆 F 級 増幅器．
Fig. 6 GaN HEMT high efficiency PA with parasitic reactance compensation, (a) 5.8 GHz class-F PA designed with the continued fraction method, (b) 1.9 GHz inverse-F PA designed with the factorization method.
となる．このとき
Z(s)
は純リアクタンスから構成さ
れた関数なので
P (s)
及び
Q(s)
は伴に
(s
2+ ω
n2)
の
形で因数分解できる．すなわち
P (s) = 0
の根を求め
ることで零点を，
Q(s) = 0
の根を求めることで極を
決定できる．この零点と極の周波数を，
F
級あるいは
逆
F
級増幅器の動作条件と一致させることにより，任
意の形式の一端子対無損失回路を用いて，トランジ
スタ寄生リアクタンスを補償した
F
級あるいは逆
F
級増幅器が実現できる．図
4 (c)
の
Z(s)
を集中定数
(a) (b) (c) 図 7 5.7 GHz帯高調波リアクタンス終端型高効率 GaN 電力増幅器の写真及び入出力電
力特性
Fig. 7 Photograph and input output power response for GaN HEMT high effi-ciency PA with a harmonic reactive load operating at 5.7 GHz.
MMIC
で実現し，並列高調波短絡スタブはアルミナセ
ラミック上の外付け回路とした
GaN HEMT
逆
F
級
増幅器の写真を図
6 (b)
に示す
[10]
．この増幅器によ
り
1.88 GHz
においてドレーン効率
77%
，付加電力効
率
70%
，飽和出力
30.0 dBm
が得られている．
3. 2
高調波リアクタンス終端型増幅器の設計
カテゴリー
II
に属する高調波リアクタンス終端型増
幅器は図
5 (b)
に示すように，複数の先端開放四分の
一波長並列スタブと複数の直列伝送線路を用いて実現
できる
[9], [11]
．同図において，例えば
5 ω
0で短絡が
実現される並列スタブ（
a
点）から負荷（右）側にあ
る全ての回路素子は，トランジスタ出力電流源から負
荷側を見た
5 ω
0のインピーダンスに影響を与えない．
このため
Z
5, θ
5を調整することにより素子寄生リアク
タンスを含んだ
5 ω
0の負荷リアクタンスを決めるこ
とができ，
Z
4, θ
4を調整することにより
b
点から左の
全てのリアクタンスを含んだ
4 ω
0の負荷リアクタン
スを決めることができる，というようにそれぞれ独立
に高調波負荷リアクタンスを設定できる．また，基本
波に関しては
d
点から右側の回路を用いて独立に負荷
インピーダンス，基本波力率を設定できる．このよう
な考え方は，
F
級増幅器負荷回路において，高調波に
影響を与えずに基本波の最適インピーダンスを設計す
る手法
[12]
と同じである．
図
7 (a)
に東芝製
GaN HEMT
チップを用いたカテ
ゴリー
II
に属する高調波リアクタンス負荷型
5.7 GHz
帯電力増幅器の写真を示す
[4]
．アルミナ基板上の先端
開放高調波スタブをトランジスタに近い側から
4
次用，
3
次用，
2
次用と並べることにより，高調波リアクタン
ス負荷を実現し，基本波の整合は最も出力端子に近い
スタブで行っている．また入出力回路の外側に四分の
一波長線路から構成されるバイアス回路を備えている．
図
7 (b)
は高調波リアクタンス負荷回路の
5.65 GHz
におけるインピーダンス特性を示している．各次高調
波は電磁界シミュレーション結果と同様にほぼ純リア
クタンス負荷となっていることが分かる．基本波に関
しては最適な力率値に設定されている．この増幅器の
入出力電力特性を図
7 (c)
に示す．ドレーン電圧
22 V
で
5.67 GHz
においてドレーン効率
85.9%
，付加電力
効率
75.7%
，飽和出力
32.9 dBm
が得られている．
以上述べてきたように，高効率増幅器の動作は高調
波を含む非線形動作であるが，線形回路から構成され
る負荷回路の条件を抑えることにより設計することが
できる．このとき，トランジスタが寄生リアクタンス
成分を含んでいても，古典的回路理論と簡単な数学を
用いて負荷回路の条件を導き出すことができる．
4.
高効率低ひずみを実現する直接合成型
電力増幅器
電力増幅器の電力合成は複数の等しい特性の増幅器
を電力分配合成回路により構成するのが一般的である．
通常，電力合成には増幅器相互の結合を抑えた（アイ
ソレートされた）ウイルキンソン分配回路や方向性結
合器のようなハイブリッド回路が用いられる．しかし
ながら，合成の際，個別に最適化調整を行い，更に合
成方法を工夫することで，単なる和としての合成では
なく，和以上の効果を得ることが可能になる．ここで
は，複数のトランジスタを直接結合して優れた電力増
幅特性を実現する独立バイアス形カスコード増幅器，
及び特性の異なる二台の増幅器の特性を効果的に生か
図 8 独立バイアス形カスコード増幅器の構成 Fig. 8 Configuration of cascode amplifier with
inde-pendently biased transistors.
すドハティ増幅器に関し，関連の成果を例に，優れた
特性を得るための設計方法について述べる．
4. 1
独立バイアス形カスコード増幅器
カスコード増幅器は微細化によるトランジスタの耐
圧低下，その結果としての出力電力の低下に対応す
る縦積み構成の増幅器であり，信号入力段となるソー
ス接地
FET
のドレーン端子（あるいはエミッタ接地
バイポーラトランジスタのコレクタ端子）に，ゲート
RF
接地
FET
のソース端子（あるいはベース
RF
接
地バイポーラトランジスタのエミッタ端子）を直接接
続している．このような構成では，両トランジスタ接
続端子部の直流動作点は安定な設定範囲が狭く，各ト
ランジスタの動作モードのバイアス条件を効率やひず
み特性の最適化を実現するように設定することが難し
い．こうした問題を解決するために，著者らは図
8
に
示す独立バイアス形カスコード構成を提案した
[13]
∼
[15]
．この構成では，両トランジスタの接続点にバイ
アス端子を設けることにより両トランジスタのドレー
ン・ソース及びドレーン・ゲート間バイアス電圧を独
立に加えることが可能となり，それぞれのトランジス
タの動作モードを独立に設定できる．この結果，電力
効率特性及びひずみ特性の最適化が可能となるため，
従来形に比べて優れた特性を期待できる．
図
9
に
GaAs pHEMT
を用いて設計製作した
1.2–
2.0 GHz
帯 独 立 バ イ ア ス 形 カ ス コ ー ド 電 力 増 幅 器
MMIC
の
MMIC
チップ写真を示す．この増幅器の
三次相互変調ひずみ
(IMD3)
対出力電力特性の前段
FET
ゲートバイアス電圧
(V
g1)
依存性を図
10
に示
す．ゲートバイアス電圧を自由に選択できるためひず
み特性の電力効率及び最適化が可能である．また，出
力電力及び最大付加電力効率
(PAE)
の周波数特性を
図
11
に示す．
1.2–2.0 GHz
において最大
PAE53%
以
図 9 GaAs pHEMT独立バイアス形カスコード電力増 幅器チップ写真 (2.0 mm×0.9 mm)Fig. 9 Photograph of proposed GaAs pHEMT cas-code amplifier MMIC chip (2.0 mm×0.9 mm).
図 10 GaAs pHEMT独立バイアス形カスコード増幅器 の IMD3 対出力電力特性のゲートバイアス電圧
Vg1依存性
Fig. 10 Dependency of IMD3 vs output power char-acteristics of proposed GaAs pHEMT cas-code amplifier on gate bias voltageVg1.
図 11 GaAs pHEMT独立バイアス形カスコード電力増 幅器の最大 PAE 及びそのときの出力電力及び利 得周波数特性
Fig. 11 Measured frequency responses of maximum PAE, output power, and power gain of pro-posed GaAs pHEMT cascode amplifier.
図 12 典型的な従来形マイクロ波ドハティ増幅器の構成 Fig. 12 Configuration of typical conventional
mi-crowave Doherty amplifier.
(a)
(b)
図 13 λ/4 インピーダンス反転回路を用いないマイクロ
波ドハティ増幅器の構成．(a) 並列接続形，(b) 直 列接続形．
Fig. 13 Configuration of microwave Doherty am-plifiers without λ/4 inverting network.
(a) shunt-connected load type, (b) series-connected load type.
上の広帯域高効率特性を実現している
[16]
．
4. 2
ドハティ増幅器
ドハティ増幅器は
B
∼
AB
級バイアス動作のキャリ
ア増幅器
(CA)
及び
C
級バイアス動作のピーク増幅
器
(PA)
を四分の一波長インピーダンス反転回路によ
り直接出力を結合して，両増幅器の
RF
電力を効果的
に合成する構成の増幅器で，
RF
飽和出力から大きく
バックオフを取った
RF
入力域においても大きな電力
効率を得ることができ，かつひずみ特性も比較的良い．
ドハティ増幅器の基本構成は並列接続負荷形及び直
列接続負荷形がドハティにより提案されているが
[17]
，
(a) (b) 図 14 λ/4 インピーダンス反転回路を用いない GaN HEMT直列負荷形ドハティ電力増幅器の 1.77 GHz 入出力 (a) 及び周波数帯域特性 (b)（測定値） Fig. 14 Measured input-output power response (a)and frequency response (b) of GaN HEMT Doherty power amplifier.
図
12
は典型的なマイクロ波並列接続負荷形構成であ
る．基本構成の
λ/4
反転回路に加えて
PA
はオフ時に
キャリア増幅器との結合点で出力インピーダンスが十
分に高いインピーダンスとなるように出力端子に調整
線路を備え，更に
CA
及び
PA
の結合点負荷インピー
ダンス
25 Ω
を出力負荷
50 Ω
に変換する
λ/4
線路を
備えている．直列接続負荷形のマイクロ波構成はバラ
ンを用いることにより実現できる
[18]
．
マイクロ波ドハティ増幅器において
CA
及び
PA
は
インピーダンス整合回路を備えているため，インピー
ダンス反転機能をインピーダンス整合回路に取り込む
ことにより回路構成の冗長性を除くことが期待でき，
これにより広帯域化と小型化が可能となる
[19]
∼
[22]
．
図
13
に著者らが提案したドハティ増幅器の基本構成
を示す．図
13 (a)
は並列接続形，図
13 (b)
は直列接
続形構成である．著者らはこれらの構成のドハティ増
幅器インピーダンス整合回路を実現するために二
RF
レベル設計法を提案した．この設計法では，図
13 (b)
の直列接続形
CA
の出力整合回路は，
CA
の低
RF
レ
ベル時（
PA
がオフ状態）で，負荷
50 Ω
に対して
CA
トランジスタ最適負荷
Z
LCATLとなり，飽和
RF
レべ
ル時（
PA
オン状態）で，負荷
25 Ω
に対して
CA
ト
ランジスタ最適負荷
Z
LCATHとなるように設計する．
PA
の出力整合回路は，低
RF
レベルのオフ時に出力
インピーダンスが短絡に近く，飽和
RF
レベルで負荷
25 Ω
に対して最適出力負荷
Z
LPATHとなるように設
計する．
図
14
に実際に設計製作した四分の一変換回路を用
いない
1.8 GHz
帯
2 W
級
GaN HEMT
直列接続負荷
形ドハティ増幅器の入出力特性
(a)
及び周波数特性
(b)
を示す．入力分配回路はウイルキンソン分配器，出力
合成回路は集中定数素子バランにより構成されてい
る
[20]
．
1.77 GHz
で
34 dBm
飽和出力（付加電力効率
59%
）より
11 dB
入力バックオフにおいて付加電力効
率
51%
を得た．また，
1.67
∼
1.97 GHz
（
300 MHz
帯
域）において付加電力効率
48%
以上の広帯域高効率特
性を実現している．
5.
高効率整流動作
2.
で述べた高効率増幅に関する条件は，高調波処
理によるトランジスタでの電圧・電流波形制御を意味
するため，直流成分と基本波成分の入出力関係が逆で
も高効率動作の条件は全く同じである
(
ただし電流の
向きが逆になることに注意
)
．したがって，同じ処理
により，基本波成分を入力，直流成分を出力とする高
効率整流動作が可能となる．一般的に整流回路には
ダイオード，あるいはトランジスタの
2
端子間のダイ
オード特性を利用したものが用いられるが，トランジ
スタ動作を利用した例が
G´omez
らにより報告されて
いる
[23]
．図
15
に高効率
FET
整流回路の概念図を
示す．ドレーン側から
RF
信号を入力し，増幅時のド
レーンバイアス部分から直流を出力する．このとき，
ゲート側ではタイミングを合わせてトランジスタを
On/Off
させる必要あるが，トランジスタ内の寄生帰
還容量を利用して
RF
信号を一部ゲート側に供給し，
ゲート側回路で調整している．以上により，増幅時と
同じ高効率トランジスタ動作を整流時にも実現するこ
とができる．
図
16
に同じ高効率高調波処理を施した増幅回路
及び整流回路の効率シミュレーション結果及び電圧・
電流波形の一例を示す．両者とも
90%
以上の高い変
図 15 高効率 FET 整流回路の概念図 Fig. 15 Schematic drawing of a high-efficiency FETrectifier circuit. (a) (b) 図 16 同じ高効率高調波処理を施した増幅回路及び整流 回路の効率シミュレーション結果 (a) 及び電圧・電 流波形 (b)
Fig. 16 (a) Simulated efficiency and (b) waveforms for an amplifier and rectifier with the same harmonic treatment.
換効率が得られており，また，電圧・電流波形におい
て，信号の向きが増幅と整流とで逆向きであることか
ら，縦軸方向に対しておおよそ線対称の波形が得られ
ていることがわかる．実際に
GaAs HEMT
を用いて
増幅器及び整流器を試作・評価し，
2.45 GHz
帯でド
レーン効率
78%
，
RF-DC
変換効率
77%
が
[24]
，そし
て，
5.8 GHz
帯でドレーン効率
71%
，
RF-DC
変換効
率
68%
が
[25]
それぞれ得られている．
以上のように，高効率増幅器の設計技術をほとんど
そのまま整流器動作に流用でき，同等の高効率動作が
実現されることになる．更に，この動作の類似性から
ゲート側の回路以外はほぼ同じ回路構成となり，この
ゲート側の回路を切り替えられる構造とすることで，
単一トランジスタでの高効率増幅・整流共用回路
[25]
が構成可能となる．
6.
む す び
高効率増幅器の統一的設計理論構築を試みた．高効
率増幅器は高調波のリアクタンス終端条件と，基本波
の力率制御の有無から，高調波負荷が短絡か開放で，
かつ基本波の力率が
−1
を特徴とするカテゴリー
I
と，
高調波の負荷が純リアクタンスで基本波の力率が調整
されたカテゴリー
II
の二つに分類できることを示し，
これらの設計例について述べた．また複数トランジス
タを用いて，増幅器の電力利得を増大させる場合の原
点であるカスコード増幅器においてそれぞれのトラン
ジスタを独立バイアス構成とすると数々の利点が新た
に生ずることを述べた．また増幅器と整流器の回路の
相似性より，高効率増幅・整流共用モジュールの実現
可能性について述べた．
謝辞
AlGaN/GaN HEMT
素子を提供して頂いた
株式会社東芝に感謝致します．本研究の一部は総務省
電波有効利用促進型
SCOPE
研究開発として行われた．
文
献
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（平成 26 年 6 月 30 日受付，11 月 13 日公開）
