移動通信基地局アンテナのチルト角制御と移相器

解説論文

移動通信基地局アンテナのチルト角制御と移相器

苅込 正敞

^†a)

西村 崇

^††

Tilting Angle Control and Phase Shifters for the Mobile Base Station Antenna Masahiro KARIKOMI

^†a)

and Takashi NISHIMURA

^††

あらまし 移動通信システムの基地局アンテナでは多くの場合，垂直面内指向性の主ビームにチルトをかけて サービスエリアを調整している．そのチルト角はトラヒックの変動に対応して遠隔で，または現場で制御できる ことが要求される．チルト角を電気的に調整するための移相器は100〜500Wの耐電力で，低損失，低PIM特性 が要求され，アンテナレドーム内部に収納できるよう小型・軽量でなければならず，基地局アンテナのキーパー ツの一つであると言える．こうした移相器には各種のタイプが開発されており，同軸管型，誘電体装荷型，摺動 回転型といったタイプがある．これらの移相器のうちで基地局アンテナに実際に適用されていると思われるタイ プについて，その構造を述べ，特徴を考察した．次いで著者らが開発した移相器について，その構造・特性を述 べた．更に移相器のみを用いてアレーアンテナ全素子の励振振幅並びに位相を制御する方法と8素子での全素子 制御の計算例を示した．

キーワード 移動通信基地局，アンテナ，チルト角，移相器

1.

^{ま え が き}

移動通信システムはセル方式になっており，各基地 局に設置されたアンテナは，多くの場合，垂直面内指 向性の主ビームにチルトをかけてサービスエリアを調 整している．そして，エリアをトラヒック量などに応 じて調整するため，制御局より遠隔でチルト角を変え，

あるいは現場で手動制御によりチルト角を変更できる ことが要求される．チルト角の変更は機械的にアンテ ナの設置角度を変えることでも実現できるが，特に遠 隔制御の適用が容易な電気的チルト角制御が多く用い られている．

チルト角の変更は，移相器を用いて垂直に配列され たアレーアンテナ各素子の励振位相を調整し実行する．

このときに，基地局アンテナの送信出力は

100

〜

500W

であること，また送受信共用であるので，アンテナに は低

PIM

（

Passive Intermodulation

：相互変調ひず

†（株）大成，群馬県

Taisei Co., Ltd., 538 Kawamata, Meiwa-cho, Oura-gun, Gunma-ken, 370–0716 Japan

††日本電業工作株式会社坂戸事業所，坂戸市

Sakado Plant, Nihon Dengyo Kosaku Co., Ltd., 7–4 Nissai Hanamizuki, Sakado-shi, 350–0269 Japan

a) E-mail: [email protected]

み

[1]

）特性を要求される．よって，半導体スイッチを 用いるような電子的な移相器は使用できず，機械的な 構造の移相器が適用される．こうしたチルト角制御用 の移相器は基地局アンテナのキーパーツの一つとなり，

国内では

1991

年に実用化が検討され

[2]

，その後も各 アンテナメーカは開発を進めてきた．

遠隔制御によるチルト角制御の取組みは

1995

年前 後から始まった

[3]

．当初はチルトの制御装置はアンテ ナレドームとは別に置かれていたが，

2004

年頃から アンテナレドームに内蔵されはじめ，いまではほとん どが内蔵化されている．これに伴い移相器も小型化，

軽量化が進んだ．こうした目的に用いられる移相器に は様々なタイプがあるが，本論文では実際の移動通信 システムの基地局用として使われた，機械的な構造の 移相器に焦点を絞った．

更に分配合成回路と組みになって使われることが必 須なので，

1

入力

1

出力の移相器を多数用いるより，

分配合成回路と一体になった

1

入力多出力の移相器を 用いる方が形状を小さくでき，制御系も構成を簡易に することができる．多入力多出力の移相器の場合，あ るいは

1

入力

1

出力の移相器でも並列配置することで 多入力多出力化できれば，制御のし易さは同じである．

公表された文献が少ない中で，特許文献等を参照し

た．主な分類として，以下の

3

種類が挙げられる．

1

同軸管を用いるタイプ（

2.4

参照），これは

1

入 力

1

出力型と

1

入力多出力型がある．

2

誘電体装荷による遅延を利用するタイプ（

2.5

参照），これは並列配置で多入力多出力型にしやすい．

3

回転運動による通路長の差を利用するタイプ

（

2.6

参照），このタイプは

1

入力多出力型になる．

1

に該当するのものとしては，参考文献

[4]

がある．

2

に該当するものとしては，著者らによるトリプ レート線路に誘電体を装荷したタイプ

[5]

，マイクロス トリップ線路に装荷したもの

[6]

などが存在する．他に もマイクロストリップ線路を主線路とし，部分的に誘 電体基板を重ねてトリプレートのストリップ線路を形 成するタイプ

[7]

，三角形の誘電体を複数のマイクロス トリップ線路上で動かすタイプ

[8]

，テーパのついたマ イクロストリップ線路上で誘電体を動かすタイプ

[9]

， 電磁結合型線路上で誘電体を動かすタイプ

[10], [11]

，

M

型の誘電体をストリップ導体上で動かすタイプ

[12]

等，様々な提案がある．

3

に該当するものは多数の実用例が報告されている．

それらは，構造が簡易であり，モータの回転だけを利 用してコンパクトに制御系をまとめている．基本型と して，円弧状のマイクロストリップ線路上を

T

字型 の結合線路が回転しながら摺動するタイプ

[2]

がある．

更にこれを多出力化したタイプ

[13]

や，結合回路にス ロットを用い，出力線路を同心円状にした多出力タイ プ

[14], [15]

，広帯域性に配慮したタイプ

[16]

がある．

またトリプレート線路を用い，低損失で耐電力を向上 させた金属製タイプ

[17]

等も広く用いられている．

本論文ではこうした移相器に要求される性能につい て記し，続いて上述した各種移相器についてその構造 や特徴を述べた．著者等が開発した移相器については その性能を含め

3.

にまとめた．一般に高利得の基地局 アンテナではアレーアンテナ構成をとるため素子数が 多く，複数素子をまとめたブロック構成を採用してい る．このためにチルト角変更時にグレーティングロー ブが発生する場合があり，指向性や利得の劣化を生じ ている．そこで

4.

では，著者らの開発した誘電体装 荷型の移相器

[5]

を用いることで，アレーアンテナの 全素子の振幅と位相の制御が容易になり，指向性や利 得の劣化を改善できることを示した．

2.

チルト角制御用移相器に要求される性 能と各種の移相器

2. 1

アンテナの構成

本節では，チルト角制御用移相器が使用される状況 と移相器に要求される性能を整理する．

移動通信基地局アンテナには通常，隣接エリアに干 渉を与えないため，図

1

のように，ビームチルトがか けられている．図

1

の主ビームが水平より地上側に傾 いた角度をチルト角と称する．ちなみに，基地局から みて地形的に高い場所をサービスエリアとする場合に は，チルト角を上向きに設定することもある．

多くの場合このチルト角は可変であることを要求さ れる．これはトラヒック量に応じて，サービスエリア の大きさの調整や，エリア相互の干渉を調整できるよ うにするためである．チルト角の可変は，アンテナの 取り付け角度を機械的に傾けることでも実現でき，そ うした機械的チルト角可変アンテナも利用されている．

しかし今日では施工の容易性から電気的なチルト角可 変アンテナが多く用いられ，更に，多くの場合，制御 局から遠隔制御できることが要求される．

こうしたチルト角可変の移動通信基地局アンテナの 基本構成は図

2

のようになる．これはサブアレーを並 べて構成されるリニアアレーであり，放射素子は

2

素 子〜

4

素子程度で

1

ブロックを構成し，これが縦に複 数ブロック並べられて放射部全体を構成する．ブロッ クはサブアレーに相当するが，本論文ではブロックと 呼ぶ．図

2

は，全体で

12

素子のアレーを

3

素子ずつ

4

ブロック構成とした場合の例である．

エリアがセクタ構成とした場合，指向性アンテナ が必要となり，反射器（

Reflector

）の上に放射素子

（

Radiation element

）が並ぶ構造になる．放射素子で 受信された信号の流れで考えると，放射素子からの出 力はブロックごとに集められ，給電ケーブルで可変移 相器（

Variable phase shifter

）に送られ，移相器で所 定の位相に調整された後に出力される．図

2

では分配 合成機能と移相器が一体である

1

入力多出力の移相器

図1 基地局アンテナのビームチルト Fig. 1 Beam tilting of base station antennas.

図2 基地局アンテナの構成 Fig. 2 Structure of the base station antenna.

を示している．多入力多出力の移相器でも分配合成回 路を一体化させて配置することが小型化に有効である．

1

入力

1

出力の移相器は分散配置すると制御系が複雑 になりコスト面で不利である．この信号の分配機能も 含めた可変移相器が本論文の主題である．

移相器は機械的なモータ（

Driving motor

）により 駆動され，そのモータはチルト角制御装置（

Tilting controller

）により制御される．図示された駆動用モー タ並びにチルト角制御装置はレドームに内蔵されるが，

アンテナレドーム下端の外部に配置される場合もある．

エリアがセクタ構成ではなく全方位である場合には 無指向性アンテナを用いる．そのような無指向性アン テナではチルト角を固定とする例が多いが，可変構造 とする場合もある．その場合は，給電ケーブルはアン テナの中心部を通し，移相器はアンテナ下部に配置さ れる．

また図

2

では一系統のみを図示したが，基地局ア

ンテナは

V/H

偏波共用あるいは

45

^◦

/−45

^◦の偏波共 用とする場合，素子よりアンテナ出力端までは二重に なっている．その結果，反射器を除いた全体が，二重 の構成となる．

2. 2

移相器に要求される性能

ここでは可変移相器に要求される性能を整理する．

図

2

のブロック構成において，

1

要求される最大移相量は，チルト角可変範囲，

アンテナの全長などに依存する．一例として

2 GHz

帯で

18 dBi

の利得，チルト可変範囲

0

〜

10

度，水平 面内ビーム幅は

65

度のアンテナを例にとる．中心周 波数を

f

0とし，その場合の波長を

λ

0とすると，アン テナの最上段素子と最下段素子の間隔は

7.8 λ

0前後 であり，移相器に要求される最大移相量は

± 220

度程 度となる．実際には機構的な柔軟性を得るため，

± 300

度程度で設計される．

700

〜

900 MHz

帯のアンテナで は，ビル荷重の観点からアンテナの全長を短く抑える 必要があり，移相量は小さくなる．

2

アンテナの構成は

1

入力で

2

〜

8

出力程度が要 求される．

3

比帯域幅はアンテナの要求仕様により様々で あるが，例えば

1.7 GHz

〜

2 GHz

帯で共用する場合 であれば

24.2%

で，

700 MHz

〜

900 MHz

帯であれ

ば

31.6%

である．この帯域においてアンテナ全体の

VSWR

は

1.5

以下が要求されることが多い．移相器単 体での

VSWR

は

1.5

より更に低いことが要求される．

4

移相器の給電損失はできるだけ抑える必要があ る．分配合成損失を含めて

1

〜

2 dB

程度以下が要求さ れる．

5

アンテナは送受信共用であるため，

FDD

（

Fre- quency Division Duplex

）方式で使用される場合は，

PIM

特性

[1]

が低いことを要求される．

3

次

PIM

で

− 150 dBc

，つまり搬送波電力

20 W 2

波入力である 場合に，

3

次の

PIM

波の発生は

− 107 dBm

以下であ ることが必要である．

6

耐電力は，

700

〜

900 MHz

帯では，最大

500 W

程度の電力を扱うことを要求される．

5

と

6

の要求と から，半導体スイッチを用いるような電子的な移相器 は使用されず，機械的に動く移相器が用いられている．

2. 3

機械式移相器の分類

移相器には各種のタイプがある．参考文献

[1]

では，

(a)

機械式移相器

(b)

フェライト移相器

(c)

ローデッドライン形移相器

表1 移動通信基地局アンテナ用移相器の分類 Table 1 Classification of phase shifters.

(d)

スイッチドライン形移相器

(e)

反射形移相器

に分類している．

本論文では，移動通信基地局アンテナ用の移相器に は高速な動作を要求されないことと，前章で述べた

PIM

を抑えることが要求されることから，

(a)

の機械 式移相器に分類される移相器について述べる．

(e)

の 反射型移相器については，機械式のタイプが移動通信 基地局アンテナ用として実用されている例もある．

以下，ここで機械式移相器を更に分類する．

(a)-1

同軸管型移相器

(a)-2

誘電体装荷型移相器

(a)-3

摺動回転型移相器

これらの特徴を表

1

に示す．まず上記の分類に対応 して実用されている移相器を更にタイプ別に分類し，

その入出力関係を示した．そして前節の要求性能にど う対応しているかを著者らの一方的な評価であるが，

○，△，×で示した．ただし出力数は表記してあり，

また

PIM

はここに整理されているタイプでは全て対 応可能であるので省略した．

(a)-2

誘電体装荷型移相器の直線移動型については

様々なタイプが提案されている

[7]

〜

[12]

．本論文では，

移動通信基地局アンテナのチルト制御用移相器として 実用されたと思われるタイプに限り記している．

2. 4

同軸管型移相器

同軸管型移相器については参考文献

[1]

にその構造 の

1

例が示されている．一入力一出力の線路長を可変 させるタイプである．

図

3

に同軸管型移相器の例を示す

[4]

．構造図を

図3 同軸管タイプの移相器[4]

Fig. 3 Coaxial type phase shifter [4].

図

3 (a)

に示す．伝送線として同軸管を用いている．動

作を図

(b)

に示す．同軸管は太径で構成され差動型の 移相素子の中で分岐された信号は，左右に分かれて伝 わる．すなわち，中央の移相素子で入力点を位相

2 φ

分右へ動かすと，右出力は

+2 φ

だけ位相が進み，左 出力は

− 2 φ

遅れる．ギアの作用で左右に伸びる同軸 管の移動量を半分の

φ

分とすると，左右にある移相素 子で分岐点が位相

φ

分右へ動くので，ここで

±φ

^の位 相差が加わり，結果的に隣り合う出力端子間でそれぞ れ

2 φ

^{の位相差を実現する}

4

出力の移相器となる．

中央にある移相素子は他の素子の

2

倍の距離を動く

ことによって各出力端子間で等間隔の移相値を得るこ とができる．これにより

1

入力

4

出力の移相器になる が，入出力端子を可動とするためには，フレキシブル なケーブルを用いてこれが動くスペースを確保しなけ ればならない点や，左右に細い同軸管を張って，一体 的に左右の移相器を動かす構造とするために，全長が 長くなり，アンテナの中にかなりのスペースを確保し なければならない点が課題である．

2. 5

誘電体装荷型移相器

誘電体装荷型移相器は高周波線路に誘電体を装荷す ることにより生じる位相の遅れを利用するタイプであ る．高周波線路としては，マイクロストリップ線路，

ストリップ線路，トリプレート線路などを用いること ができ，構造も回転タイプ，直線タイプがある．

(1)

直線タイプ

参考文献

[1]

にストリップ線路に誘電体を装荷し，誘 電体を直線的に移動させることで移相量を可変する移 相器が記述されている．まえがきでふれた様々な誘電 体装荷型移相器

[7]

〜

[12]

も，線路の形状や誘電体の形 状が工夫されているが，基本的には誘電体を装荷する ことで線路の伝搬定数を変化させ位相を調整するタイ プである．

著者らは，メアンダライン状にしたトリプレート線 路に高誘電率の誘電体を装荷する移相器について報告 している

[5]

．これはラインを対に配置して

2

入力

2

出 力の差動移相器とした構成に特徴があり，後述する全 素子振幅位相制御アレーアンテナの移相器として使い やすい特徴がある．本移相器については

3.

^{に述べる．}

(2)

マイクロストリップ線路を用いたタイプ マイクロストリップ線路に誘電体を装荷する移相器 としては，参考文献

[6]

の移相器がある．図

4

はその 出願明細書に記載された図面であり，内部のマイクロ ストリップ線路の配置状況を表している．同心の半円 状に

8

本のラインが並んでおり，給電は下部から行わ れている．

このラインの上に誘電体を装荷する．装荷するのは ラインと同じ曲率の半円形となっている，いわば蚊取 り線香のような形をした誘電体で，図

4

に示すよう に黒く塗ってある部分がそれに該当する．なおこの図 では，黒い誘電体が中心線の下半分で左右に分かれて 描かれているが，実際の構造では左右一体であり，こ のためマイクロストリップ線路への給電が製造面でや や難しい．誘電体が半円形であるために，誘電体が重 なった部分が長いと位相が遅れ，短いと相対的に進み

図4 誘電体装荷型マイクロストリップライン移相器[6]

Fig. 4 Microstrip line type with dielectric loading [6].

図5 回転型移相器[2]

Fig. 5 Rotational type phase shifter [2].

となるため，右半分と左半分とでは位相がプラスマイ ナスの差動的な関係になる．なお，この移相器は小型 であるが，別に分配合成回路が必要である．

2. 6

摺動回転型移相器

(1)

摺動回転型の基本形

図

5

に摺動回転タイプの基本的な構造を示す．固定 基板に半円形の出力側マイクロストリップ線路が形成 され，その上を

T

字型のストリップ導体が摺動しなが ら回転移動する．出力側マイクロストリップ線路と入 力側ストリップ線路はグランドを共有している．入力 側線路を伝わる信号は

T

字型の部分で容量結合により 半円形のストリップ導体に伝わり，左右にわかれて進 むが，入力側線路が回転する構造になっているために，

その回転角度により左右の信号に差動的な位相差を生 じることになり，この位相差を利用して差動的な移相 器として働く．入力側線路の回転軸の部分より斜めに ストリップ導体が配置されているが，これはインピー ダンス整合用のスタブとして動作している．出力側の 半円形ストリップ線路のインピーダンスを

50Ω

で構

図6 多出力回転型移相器[13]

Fig. 6 6 outputs rotational type phase shifter [13].

成する場合，入力線路側でのインピーダンス整合がし ばしば課題となる．

移相器としての出力端子数を増やす場合には，半円 形出力線路の左右出力端の先に，図

5

と同様な移相器 を接続する構成が提案されている

[2]

．この場合も

4

出 力の位相関係を等間隔にしようとすると，中央にある 移相器は他の二つの移相器の二倍の移相量を必要とす るので，出力側線路の半径を二倍にするか，あるいは 等半径ならば，回転速度を二倍にする必要がある．

(2)

多出力タイプ

こうした回転構造で摺動子と回転部分の構造に手を 加え，かつ多出力化構造を変えた構造が

1996

年に提 案されている

[13]

，図

6

にその構造を示した．これは

1

入力で

6

出力の移相器である．入力をまず

3

分岐し て，それぞれを回転型の移相器に導いている．

図

6

の構成では，回転する入力線路と固定の出力線 路との結合部分が，

T

字型ではなく，比較的小さな結 合ブロックを用いている．このようなブロックであっ ても結合するが，比帯域幅は狭くなる傾向がある．

回転する入力線路が，三つある円弧状線路と交錯し ないようにすると，全体がやや大きくなる点が課題で ある．

(3)

スロット結合型

著者らは回転型の多出力タイプとして，スロットを 介して固定基板と回転基板を結合させるタイプを提案 した

[14], [15]

．この構成は電力分配比の設定がやりや

図7 ストリップラインを用いた多出力移相器[17]

Fig. 7 Multi-ports phase shifter using strip lines [17].

すい点に特長がある．次章で取り扱う．

(4)

摺動回転型多出力移相器

スロット結合タイプで，比較的に小型の多出力型は 実現できるが，このスロット結合は全体構成が厚く，

重くなる傾向がある．

摺動回転型で軽くかつ多出力を実現したのが，次章 で述べる摺動回転型多出力移相器

[16]

である．この移 相器は広帯域であることも特長である．

(5)

ストリップ線路による多出力回転型移相器 回転摺動型の移相器として，誘電体基板ではなくト リプレート線路を用いた構成が提案されている

[17]

． 図

7

にその構造を示す．

1

入力

6

出力の移相器が記さ れている．

動作的にはマイクロストリップ線路を用いたものと 同じであるが，この構成の重要な長所は耐電力が高い ことである．マイクロストリップ線路による移相器の

耐電力は

200 W

程度であるのに対し，この構造では

500 W

とされている．また誘電体基板を用いていない

ので，伝送損失は少なくてすむ特徴をもつ．

一方，誘電体基板を用いない分だけ波長短縮が働か ず，寸法的には大きくなること，ラインの上下を導体 板で囲うために，重量が大きくなることが課題となる．

このタイプは，高い耐電力が要求され，アンテナも 大きくなる低い周波数の基地局アンテナ用移相器とし て優れている．伝送損失については移相器内のライン 長は短いので，アンテナ全体としては大きな差になら ないと思われる．

3.

^{移相器の発展形}

3. 1

誘電体装荷のトリプレート線路タイプ 著者らは，

2000

年

7

月に，メアンダライン状にし たトリプレート線路に高誘電率の誘電体を装荷する移 相器を報告した

[5]

．この移相器の特徴はそのモジュー ル化構造にある．図

8 (a)

，

(b)

に

2

入力

2

出力の単体 移相器の構造を示したが，これをモジュールとして出 力数のどのような要求にも組合せだけで対応できる点 が特徴である．短期間に多機種の開発を行う場合は，

このような対応が有効である．

まず図

8 (a)

，

(b)

に基づいてその動作原理を説明す

る．図

8 (b)

の右に示したように線路ときょう体板と

の間に高誘電率の誘電体板が差し込まれると電磁界の 移動速度が遅くなる．その際に

(a)

のようにラインを メアンダ化して移相量を大きくする．メアンダライン を対にして，その間を誘電体が動くようにすれば，差 動的にはたらいて

±φ

の位相差を発生させる．

トリプレート部分とマイクロストリップ線路部分と でインピーダンス整合をとる都合上，誘電体がない部 分には，

(b)

の左に示したようにグランド板が現れる ように構成している．

図

9

に

1

入力

3

出力の移相器の写真を示す．

2 GHz

図8 誘電体装荷型トリプレート移相器[5]

Fig. 8 Tri-plate line phase shifter loaded with di- electrics [5].

帯で

±130

^◦の移相量がとれるよう設計された．内部 は

2

層になっており，上層部に

3

分岐回路が内蔵され，

そのまま

2

へ出力される端子と，下層の移相回路に 導かれる二つの端子に分岐される．移相回路を通った 信号は

1

と

3

から出力される構成である．

比誘電率が

90

で厚さが

1.2 mm

の高誘電率の誘電 体を用いた．誘電体板の移動量と移相量の関係は図

10

のようになる．プラス側の移相量は約

130

^◦，マイナス 側には約

140

^◦の変化量となった．通過損失は

0.2 dB

以下である．

より多くの移相量，出力端子数が必要な場合は，こ の移相器をモジュールにして組合せることで対応でき る．図

11

は

1

入力

7

出力，最大

± 360

^◦の移相器を構 成した例を示す．

またこの差動的にはたらくコンパクトな移相器は全 素子振幅位相制御用の移相器としての使用に適してい る．

4.

にその詳細を述べる．

図9 3出力タイプ移相器[5]

Fig. 9 Three outputs type tri-plate line phase shifter [5].

図10 移相特性[5]

Fig. 10 Phasing characteristics [5].

図11 多出力，大移相量移相器の構成例[5]

Fig. 11 Multiport and large phasing type [5].

3. 2

スロット結合型

また著者らは回転型の多出力タイプとして，スロッ トを介して固定基板と回転基板を結合させるタイプを 提案している

[14], [15]

．

図

12

にその構造を示す．これは

1

入力

2

出力の基 本形を示している．構成は固定基板と回転基板とから なる．

(a)

が表側より見た図で，

(b)

が反対側より見た 図である．説明の都合上，

2

枚の基板は離れているよ うに描いてあるが，実際は隙間なく重なっている．入 力信号は固定基板の中央にある入力端子へ入力され，

中央にあるスロットを介して回転基板に伝わるという 構造となっている．

(a)

では裏側のマイクロストリップ線路も点線で示 した．回転基板の表側には結合用の

T

字型回路が形成 されている．この

T

字の横棒の裏側にはグランドにエ の字のスロットが対をなして形成されている．

T

字の 入力線路を伝わってきた信号はまずこのスロットを励 振し，このスロットの更に裏側にある固定基板の線路 に結合して移行する．信号は左右に等振幅・同相に分 かれて出力端子まで伝わる．

エの字のスロットが対になっているのは，これが片 側だけであると，出力側線路に伝わって左右に分かれ る信号が左右で逆相になってしまうことによる．また エの字になっているのは，スロットの長さを短くする ためである．

この

1

入力

2

出力の移相器は

2 GHz

帯基地局アン テナに適用されている．図

13

に回転基板の回転量と 移相量との関係を示す．周波数は

1.92 GHz

である．

図12 スロット結合による回転型移相器[15]

Fig. 12 Rotational phase shifter using slot couplings [15].

図13 2出力タイプの移相特性[15]

Fig. 13 Phasing characteristic of the 2 outputs type ro- tational phase shifter using slot couplings [15].

± 45

^◦の回転量で

± 160

^◦の移相量を得ることができ，

良い直線性も得られていることがわかる．

入力インピーダンス特性については，

VSWR

を

1.5

以内とすると

22%

の比帯域幅が得られ，

2 GHz

帯域 では十分な特性が得られている．

更に図

14

には，

1996

年頃に

0.8/1.5GHz

帯用とし て開発された

1

入力

6

出力の移相器

[14]

を構成した際 の構造を示す．回転基板の表側に分岐回路と，三つの

図14 7出力のスロット結合回転型移相器[14]

Fig. 14 7 outputs type rotational type phase shifter using slot coupling [14].

T

字型の結合回路を同心円状に形成している．なお写 真のタイプは中心よりロータリージョイントで入力す る構成である．六つの出力が移相回路を通って出力端 子へ出てくる．回転基板上に分配回路を形成している ので，出力の分配比を必要に応じて自由に設定できる 点が大きな特徴である．例えばアレーアンテナの中央 付近の振幅を強めてサイドローブ特性に配慮するとい うような回路設計も容易である．

3. 3

摺動回転型多出力移相器

図

15

に摺動回転型多出力移相器の構造を示す

[16]

． これまでの摺動回転型に比較して次の点が改良され ている．

1

出力側ラインが多重になっており，

1

入力に対 し，多数の出力が得られる．

2

中心から外側ラインへ伸びるラインを，

2

本と し広帯域性を確保している．入力線路から出力線路へ

2

分岐する際に，出力線路のインピーダンスを

50Ω

と すると，分岐点におけるインピーダンスは

25Ω

となる

図15 7出力のスロット結合回転型移相器[16]

Fig. 15 Sliding type multi-ports phase shifter [16].

図16 4出力移相器と特性

Fig. 16 Prototype of 4 outputs phase shifter.

と考えられるが，実機ではそれよりも低くなる傾向に ある．このインピーダンスは分岐点の構造により変わ るが，入力線路を

2

本としたことで低インピーダンス 対応がしやすくなっている．インピーダンスを下げた 幅の広いラインを用いることで解決もできるが，本構 成では

2

本の細いラインにしておくことで，インピー ダンス調整がやりやすくなる特徴をもつ．

図17 アンテナの内部構造 Fig. 17 Inner structure of an antenna.

3

固定基板と回転素子との結合は回転軸を中心と する小さなリング状のラインで構成される．

図

16

に

800 MHz

帯の

4

出力移相器の構造と入力 点からの伝送特性の実験値を示す．

回転子を

± 60

度動かすことで，

885 MHz

において，

外側の出力端子で

± 110

度，内側の出力線路で

± 55

度の移相量が確保できている．帯域幅は反射減衰量を

−20 dB

以下

(VSWR < 1.2)

としても

40%

以上が確 保できている．本移相器は回転基板にはテフロン基板 を用い，固定基板はガラスエポキシ基板を用いて製作 してあり，全体の通過損失は

0.22 dB

である．

この移相器をアンテナに実装した例を図

17

に示す．

円筒形のレドームは外している．

(a)

は放射部側より 見た写真，

(b)

は同じものを裏の給電部側からみた写 真である．アンテナは垂直

/

水平偏波の偏波共用アン テナである．表側には垂直

/

水平偏波共用の放射素子 が配列され，裏側には垂直偏波用，水平偏波用の移相 器並びにチルト角の制御装置が配置されている．

4.

移相器を用いた全素子振幅位相制御

4. 1

ブロック構成による特性劣化

前述したように基地局アンテナで素子数が

10

素子 前後かそれ以上では一般的にサブアレーに分割して，

ブロック構造を採用している．これは全ての素子の位 相を制御しようとすると，移相器の複雑化・大型化に つながると同時に，アンテナ内部の配線ケーブルをは じめとする部品点数も増え，組立工数がかさむことに

もなるからである．

一方，ブロック構成は条件によりグレーティング ローブが発生して，利得が低下し，指向性も乱れるこ とがある．要求仕様との関係でブロック構成をどのよ うに選択するかはアンテナ設計に際しての重要な問題 である．

一つの例として，使用周波数範囲の中心周波数を

f

0，その波長を

λ

0とし，素子間隔

0.71 λ

0で，

12

素 子を垂直に配列したアレーを考える．水平面内ビーム 幅を

65

^◦とすると，給電損失を考慮して最大利得は約

18 dBi

．中心チルト角

5

^◦，チルト角可変範囲

0

^◦〜

10

^◦ とする．

中心チルト角とは，チルト可変範囲の中心角で，設 計者が意図した位相分布になる角度であるとすると，

中心チルト角から離れるに従ってグレーティングロー ブが現れ，指向性が劣化する．ここではそれに伴う利 得の変化に注目する．

図

18

にグレーティングローブの発生による利得低 下を示す．ここで，設計条件は全素子を等振幅励振と し，かつ中心チルト角で全素子の位相をその方向に揃 えるものとする．

(a)

は周波数が中心周波数

f

0の場合で，中心チルト 角が

5

^◦でチルト角を

0

^◦〜

10

^◦の範囲で変化させた垂 直面内の指向性利得である．全素子制御を実線，

2

素 子

1

ブロックを点線，

3

素子

1

ブロックを破線，

4

素 子

1

ブロックを長い破線で示した．

また

(b)

は，

1.7 GHz

帯，

2 GHz

帯共用アンテナ を考えた場合の周波数が帯域幅の上端である

1 . 12 · f

0

での計算を示す．計算によれば，上端周波数では利得 の偏差が大きくなり，

3

素子

1

ブロックでも利得偏差

は

0.5 dB

以内に収まらないという状態である．

このような利得低下があるため，全素子を制御して，

ただし素子数は減らして最低利得を確保するほうが，

指向性は劣化せず，経済性の点でも良いという考え方 ができる．移相器の出力数は現状では最大で

9

出力程 度だが，組合せで更に増やすことは可能である．

4. 2

全素子振幅位相制御

グレーティングローブの発生を避けるためには的確 な素子間隔を設定するとともに，全素子の位相を制御 する必要がある．全素子の位相を制御することは実現 に課題はあるが，不可能ではない．更に進んで，移相 器だけを用いて，全素子の励振振幅と位相を制御する 方法が提案されている

[18]

．

チルト角が浅い状態とは，基地局から離れた遠くま

図18 グレーティングの発生による利得低下 Fig. 18 Gain reduction caused by grating lobes.

図19 ユニットの構成 Fig. 19 Block diagram of the unit.

でをサービスエリアとする場合が多く，その場合は利 得の高い指向性が望ましい．逆にチルト角が深い状態 とはサービスエリアが近い場合が多く，利得よりもエ リア外に干渉を与えない指向性，あるいはヌル（サイ ドローブ間の落込み）が小さい指向性が望ましいと考 えられる．このような理由から，全素子の励振振幅と 位相を同時に制御できることが便利であると思われる．

こうした制御を可能とするためのユニットの構成を 図

19

に示す．ここで有用なのは

3.1

で述べた

2

入力

2

出力の誘電体装荷の差動型移相器である．

2

台の移相 器をハイブリッドを介して縦列に接続することで，ユ ニットを構成可能とする．

入力端より

V

inなる信号電圧を入力する．入力を

2

分岐し，差動型の移相器でこれに

±θ

aの移相をかけ る．すると移相器の出力

V

P1，

V

P2は回路損失を無視 すると次式となる．

V

P1

= V √

in

2 · sin( ωt + θ

a

) (1) V

P2

= V √

in

2 · sin( ωt − θ

a

) (2)

図20 振幅の振り分け Fig. 20 Distribution of amplitude.

この信号を

90

度ハイブリッドに通すと，ハイブリッ ドの出力は

V

H1

= V

in

2 · sin( ωt + θ

a

) + V

in

2 · sin

ωt − θ

a

− π 2

(3) V

H2

= V

in

2 · sin( ωt − θ

a

) + V

in

2 · sin

ωt + θ

a

− π 2

(4)

となって，これを和の公式で整理すれば

V

H1

= V

in

· cos θ

a

+ π

4 · sin

ωt − π 4

(5) V

H2

= V

in

· cos

θ

a

− π 4

· sin

ωt − π 4

(6)

となり，次に後段の移相器を通してそれぞれに

±θ

pの

図21 全素子振幅移相制御アンテナ Fig. 21 An array antenna whose excited coefficient

can be freely controlled.

図22 位相制御の実現例

Fig. 22 Example of a phase controlled array antenna.

移相をかけると最終出力は

V

out1

= V

in

· cos θ

a

+ π

4 · sin

ωt − π 4 + θ

p

(7) V

out2

= V

in

· cos

θ

a

− π 4

· sin

ωt − π 4 − θ

p

(8)

となる．

図23 振幅位相制御の実現例

Fig. 23 Example of a amplitude and phase controlled array antenna.

両式は定数項・振幅項・位相項となっている．図

20

にこの振幅項のみを計算して図示する．ハイブリッド からの二つの出力

V

H1，

V

H2はその相対電力を自由に 調整できることがわかる．そして次の

2

入力

2

出力の 移相器を通すことで相対位相が調整できる．結果とし て

2

出力

V

out1，

V

out2の相対振幅，相対位相は移相器 のみで調整できる．

図

19

のユニットは，

3.1

で述べた誘電体装荷のト リプレート線路移相器を用いることで容易に実現でき る．更にそのユニットで図

21

のようにアレーアンテ ナを構成すると，全素子の振幅と位相を制御できるア ンテナを実現することができる．

アンテナの設計は同じだが，チルト角が浅い状況で 使用するときには高利得の指向性，チルト角が深いと きは上側サイドローブをおさえた指向性に替えると いった設定をアンテナの出荷時あるいは設置時に，手 動であるいは遠隔で実現することが可能となる．

4. 3

全素子振幅位相制御の実施例

図

21

に示した構成で，まず全素子の位相を制御し て，チルトをかけると同時に，主ビーム上方のサイド

ローブを抑えた指向性の実現例を図

22 (a)

，

(b)

に示 した．チルト角が下向きに

5

度で，上方の第一サイド ローブレベルを

− 20dB

以下に抑えた例である．図

22

で，「下向き」とは

0

度より右側を，「上方」とは主ビー ムより左側を指す．各移相器の位相値と，放射素子で の相対振幅と位相値を

(a)

に示し，その場合の指向性 を

(b)

に示した．

また図

23 (a)

，

(b)

には基地局近傍にヌルを作らな い指向性の実現例を示した．この場合は振幅と位相の 制御が必要であり，移相器の設定値を

(a)

に，その場 合の指向性を

(b)

に示した．移相器のみを用いて振幅 と位相を同時に制御できることが示されている．

5.

^{む す び}

移動通信基地局アンテナのチルト角制御に用いられ る移相器について解説した．これらの移相器は大きな 電力を扱い，

PIM

を抑える必要があり，しかし高速性 は要求されないことから機械的な移相器が使われてい る．そしてその中でも基地局アンテナのチルト角制御 に実際に用いられていると思われる移相器を分類して その得失を述べた．更に著者らが開発した移相器につ いてその構造と性能を述べた．更にアレーアンテナの 全素子の振幅と位相を移相器のみで制御する方法を提 案した．

以上，重要なパーツの割には公表された文献が少な いために特許文献よりの引用が多くなったが，実際に 基地局アンテナに使用されているものを中心に現状を まとめた．

文 献

[1] 電子情報通信学会，アンテナ工学ハンドブック（第2版）， 2008.

[2] 住友電気工業株式会社，“分配移相器，”特開平5-121915，

特許庁公開1993年5月18日，出願1991年10月25日．

[3] 菅沼 純，恵比根佳雄，“移動通信におけるゾーン変更シ ステム，”特許第2993551，出願1994年8月1日．

[4] アンドリュー・コーポレーション，“アンテナ制御システ ム，”特許第3731874，国際公開日1996年5月17日，優 先日1994年11月4日．

[5] 恵比根佳雄，苅込正敞，“高誘電率誘電体を装荷したメアン ダライン型移相器，”信学技報，A·P2000-47, July 2000.

[6] 株式会社ケイエムダブリュー，“N個の信号転移のための 信号処理装置，”特開2002-76702，特許庁公開2002年3 月28日，優先日2000年8月12日．

[7] 岡山純子，加藤正友，久我宜裕，“マイクロストリップ線 路とストリップ線路を用いた平面型可変移相器，” 2002信 学総大，B-1-184, March 2002.

[8] N. Honma, F. Kira, T. Maruyama, K. Cho, and

H. Mizuno, “Offset beam planar antenna employ- ing low loss triangular dielectric phase shifter,” IE- ICE Trans. Commun., vol.E86-B, no.9, pp.2720–

2727, Sept. 2003.

[9] 本間尚樹，吉良文夫，丸山珠美，長 敬三，堀 俊和，“テー パ状マイクロストリップ線路を用いたビーム方向可変ア ンテナ用誘電体移相器，”信学論（B），vol.J86-B, no.9, pp.1841–1850, Sept. 2003.

[10] H. Izumi and H. Arai, “Dielectric phase shifter (DPS) using contact-less connector,” IEICE Trans. Comm., vol.E86-B, no.10, pp.2982–2986, Oct. 2003.

[11] 泉 源，新井宏之，“低誘電率基板を用いた電磁結合型 誘電体移相器の多段化，”信学論（B），vol.J88-B, no.2, pp.477–480, Feb. 2005.

[12] K. Nishimoto, T. Oshima, T. Fukasawa, H.

Miyashita, Y. Konishi, M. Kurihara, and Y. Chatani,

“M-shaped dielectric phase shifter for beam-steerable base-station antenna,” IEICE Trans. Commun., vol.E96-B, no.8, pp.2095–2101, Aug. 2013.

[13] 電気興業株式会社，“非接触型結合回路，”特許第3095677，

特許庁公開1997年9月19日，出願1996年3月8日．

[14] 日本電業工作株式会社，エヌ・ティ・ティ移動通信網株式 会社，“移相器，”特願平8-163304，特許庁公開1998年 1月16日，出願1996年6月24日．

[15] S. Asaka, M. Karikomi, and Y. Ebine, “The struc- ture and characteristics of a revolving variable phase shifter using slot couplings,” ISAP2000, pp.305–308, Fukuoka, Japan, Aug. 2000.

[16] 日 本 電 業 工 作 株 式 会 社 ，“多 分 岐 分 配 移 相 器 ，” 特 許 4156647，特許庁公開2008年5月29日，出願2006 年11月14日．

[17] カトライン–ベルケ・カーゲー，“高周波移相器ユニット，” 特表2003-507914，国際公開日2001年2月22日，優先 日1999年8月17日．

[18] 日本電業工作株式会社，株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコ モ，“アレーアンテナ，”特許4076094，特許庁公開2008 年2月8日，出願2008年5月29日．

（平成26年1月9日受付，4月24日再受付）

苅込 正敞 （正員）

1965東京電機大学・工卒．同年日本電信 電話公社電気通信研究所入所，マイクロ波 反射鏡アンテナの研究開発及びアンテナの 数値解析の研究に従事，1990日本電業工 作株式会社入社，アンテナ全般の開発生産 に従事，常務取締役アンテナ事業部長，専 務取締役営業統括を経て2012年退職，2013年株式会社大成 入社，現在，技術顧問としてアンテナの開発生産に従事，1992 工学博士（東京工業大学）．

西村 崇

平14東京工芸大・工・電子卒．平16同 大大学院修士課程了．同年日本電業工作 (株)に入社．移動体通信用アンテナ及び移 相器の開発に従事．