低周波アクティブロード・プル評価に基づくマイクロ波高効率増幅器設計法―トランジスタ内寄生容量の非線形性考慮による高精度化―

低周波アクティブロード・プル評価に基づくマイクロ波高効率

増幅器設計法

——

トランジスタ内寄生容量の非線形性考慮に

よる高精度化

——

陶

堯

†a)

_石川

_亮

†

_本城

_和彦

†

A Method for Designing High-Efficiency Microwave Power Amplifier Based on the

Evaluation of Low-Frequency Active Load-Pull Measurement Systems——High

Precision by Considering the Nonlinearity of Parasitic Capacitance in the

Transistor——

Yao TAO

†a)

, Ryo ISHIKAWA

†

, and Kazuhiko HONJO

†

あらまし マイクロ波電力増幅器の高効率化を実現する方法として提案している，低周波アクティブマルチ高 調波ロード・プルシステムでのトランジスタ真性部特性抽出結果を用いて動作周波数でのトランジスタ最適負荷イ ンピーダンスを推定する実験的設計手法において，その推定精度向上を図った．先行研究では，GaAs pHEMT トランジスタに対し，内部の寄生容量を全て線形近似して簡単化してきた．しかしながら，近年良く使用されて いる高耐圧GaN HEMT 素子では，電圧スイングが大きく，寄生容量の非線形性が無視できなくなることが予想 される．本報告では，大信号動作時のトランジスタ内の寄生容量の非線形性が考慮できるように設計手法の見直 しを図った．その実証として，実際にGaN HEMT 電力増幅器の設計・試作を行い，2.13 GHz で 74%の最大付 加電力効率(PAE) を実現した．比較として寄生容量を線形近似して設計・試作された GaN HEMT 電力増幅器 では2.14 GHz で PAE が 64%となり，提案手法の有用性が確認された．

キーワード マイクロ波，電力増幅器，高効率，低周波アクティブロード・プル，非線形寄生容量

1.

ま え が き

近年，LTE (Long Term Evolution)を代表とする デジタル無線通信の高速・大容量化が進み，更には次 世代高速・大容量通信の第5世代(5G)に関する研究 開発が盛んに進められている．また，マイクロ波を用 いた無線電力伝送技術に関する研究も活発化しており， 各々の応用に対して共通に使用される電力増幅器には 極限の高効率動作が求められている． 電力増幅器の高効率動作化に関する研究は古くか ら進められており，動作原理別に，理論上100%の効 †_{電気通信大学大学院情報理工学研究科，調布市}

Department of Communication Engineering and Imfor-matics, The University of Electro-Communications, 1–5–1 Chofugaoka, Chofu-shi, 182–8585 Japan

a) E-mail: [email protected] 率が達成されるF級[1], [2]逆F級[3]，E級[4]逆E 級[5]，F/E級混在型[6]，等々があり，また，100%の 効率は達成されないが，広帯域に高効率動作が実現さ れるJ級[7]逆J級[8]，などもある．これらは，原理 の思想が異なっているものの，最終的に行っているこ とは全て共通しており，トランジスタに流れ込む高周 波電流とトランジスタに印可される高周波電圧から計 算される瞬時電力を零(100%の場合)，あるいは極力 零に近づける(100%でない場合)，という波形操作を 行っている．このことを周波数領域で考えたとき，高 調波に対してリアクティブ終端負荷を接続して高調波 損失をなくす，という一つの高効率動作のための必要 条件が導かれ，そのリアクティブ終端負荷値をシミュ レーションあるいは実験的に調整して高効率動作を実 現する方法を，リアクティブ終端処理型[9]と名付け ている．

測定することにより，等価電流源に対する高効率動作 最適負荷条件を，高調波を含めて導出し，その負荷条 件と寄生リアクタンス成分から，動作周波数での最適 負荷条件を算出している．その際，寄生成分が線形で あると回路計算の算出が比較的容易であり，この手法 で実際にGaAs pHEMT増幅器を試作し，実証を行っ ている[11], [12]． 一方で，近年は高出力増幅器用として高耐圧であ るGaN HEMT素子が良く用いられている．その際， GaAs pHEMTと比較してバイアス電圧が大きいため に電圧スイングも大きく，GaN HEMT素子内の寄生 容量にも大きな印可電圧変動が生じ，寄生容量の非線 形性が無視できなくなると予想される．そこで，本研 究では，トランジスタの非線形寄生容量の影響を考慮 可能な新たな設計手法を考案し，その手法を基に，高 効率動作時の高調波リアクティブ負荷条件がトランジ スタの寄生非線形性によってどのように変化するかを 調べ，線形近似との比較検討を通じて設計精度向上を 図った．

2.

非線形寄生容量を考慮した提案設計手法

低周波アクティブマルチ高調波ロード・プル測定に 基づくマイクロ波高効率増幅器設計手法の概念を示す ための各周波数帯でのトランジスタ等価回路を図1に 示す．トランジスタの等価回路は図1 (a)に示される ように，増幅動作の中心となる電圧制御型等価非線形 電流源，及び構造に付随する非線形寄生容量を含む各 種寄生成分からなる．マイクロ波帯で動作するトラン ジスタは，寄生成分の値が小さく，MHz帯ではその 値が無視できるため，図1 (b)に示されるように，等 価回路が簡略化される．そこで，先ず始めに，低周波 領域であるMHz帯において低周波アクティブマルチ 高調波ロード・プル測定により等価電流源に対する高 効率動作最適負荷条件を得る．MHz帯では，オシロ スコープ並びに任意波形発生装置を用いることで，比 較的容易に高次の高調波まで含めて最適負荷条件を得 ることが可能である．その次に，動作周波数帯におけ 図 1 低周波アクティブマルチ高調波ロード・プルによる等 価非線形電流源の最適負荷条件導出に関する概念図 Fig. 1 Conceptual view of a derivation of an

opti-mum load condition for an equivalent nonlin-ear current source based on a low-frequency (LF) active multi-harmonic load-pull mea-surement. る，外部に接続される回路に対する最適負荷条件を見 積もるために，各寄生成分インピーダンス特性を考慮 して，インピーダンス換算を行う．先行研究では，寄 生成分を線形近似し，更に簡略化することで，簡便に 見積もりをおこなっていた[10]．しかしながら，1.で 述べたように，非線形特性が顕著な場合は対応できな くなる．そこで，改善方法として，低周波ロード・プル 測定において得られる最適電圧・電流波形の比を取る と最適負荷条件となるが，比を取らずにそのまま利用 する．そうすると電圧・電流の振幅情報が消えず，大 信号解析が可能となる．この最適電圧・電流波形を利 用した，動作周波数における外部負荷最適条件の見積 もり方法の概念図を図2に示す．先ずシミュレータ上 で，動作周波数帯での非線形寄生成分を含む等価回路 を作成し，ソース側及びドレイン側の外部に調整用イ ンピーダンス終端回路を接続する．そして，等価非線 形電流源に最適電流波形を与える．このとき，その電

図 2 提案手法での対外部回路負荷条件最適化の概念図 Fig. 2 Conceptual view of a load-impedance

opti-mization for an external circuit on the pro-posed design method.

図 3 設計手順のフローチャート（従来法との比較）

Fig. 3 Flow chart of the design procedure (compered with previous one).

流波形には周波数依存がないと仮定しているので，動 作周波数が基本波周波数となるようにスケーリングさ れる．その状態で大信号解析（ハーモニック・バラン スシミュレーション）を行い，外部に接続した回路の インピーダンス値（高調波を含む）を調整し，等価非 線形電流源の端子間に，最適電流波形と同様にスケー リングされた最適電圧波形が再現されるように最適化 調整を行う．結果として，等価非線形電流源で最適電 圧・電流波形が同時に再現されたときの調整インピー ダンス値が，外部負荷に要求される最適負荷条件とな る．この方法では，回路シミュレータにおける大信号 解析での最適化機能が必要となるが，任意の非線形素 子を組み込むことが可能となり，より高精度の最適化 設計が可能となることが期待される．図3に，上述の 設計手法の手順をフローチャートとしてまとめたもの を示す．

3.

提案手法による最適負荷特性導出の実例

3. 1 高電力対応低周波アクティブ・ロード・プル 評価システム 図3のフローチャートに従って提案する非線形寄生 図 4 高電力対応低周波アクティブマルチ高調波ロード・ プル評価系

Fig. 4 High power corresponding LF active multi-harmonic load-pull evaluation system.

成分を考慮した高効率増幅器設計手法の検証を行う ため，今回，96μm × 10本のゲート幅を有するGaN HEMT素子(東芝社製)を用いた．一つ目の低周波ア クティブマルチ高調波ロード・プルに関し，従来の評 価系では，信号発生器の出力電圧制限により，高電力 素子に対応できない．そこで新たに高電力対応の低周 波アクティブマルチ高調波ロード・プル評価系を構築 した．図4に，その評価系を示す．高電力に対応する ため，任意波形発生装置の後に高出力の前置増幅器を 挿入し，更にその後にバイアスTを挿入し，高電圧バ イアスが印加できるようにしている． 実際の評価では，基本波周波数が低すぎるとGaN 半導体の表面電子トラップ等による相互コンダクタン スの分散特性の影響が見えてくることが考えられるた め，基本波周波数を10 MHzとし，5次高調波まで考 慮して評価を行った．ゲートバイアス−4.4 V，ドレ インバイアス18.0 Vの条件下で得られた最適電流・ 電圧波形を図5に示す．このときのドレイン効率は 87.9%であった． 3. 2 非線形寄生容量のモデル化 トランジスタ等価回路の中で，特に影響が大きいと

図 5 低周波アクティブマルチ高調波ロード・プルシステ ムにより見積もられた最適電流・電圧波形 Fig. 5 Estimated optimum current and voltage

wave-forms by using the LF active multi-harmonic load-pull system.

予想されるゲート–ソース間の寄生容量(Cgs)，及び

ゲート–ドレイン間の帰還容量(Cgd)との二つ容量を

非線形容量として取り扱う．非線形容量の定式に関し ては，IC-CAP (Keysight社)の中のAngelov-GaN

モデル[13]での表式を使用した．Angelov-GaNモデ ルでは，Cgd及びCgsはそれぞれ次式で表される． Cgd = CGDP I+ CGD0× {[1 − P 111 + tanh(P 30 − P 31 × V ds)] [1 + tanh(P 40 + P 41 × V gd − P 111 × V ds)] +2P 111} (1) Cgs = CGSP I+ CGS0 × [1 + tanh(P 10 +P 111×V gs + P 111 ×V ds)] [1 + tanh(P 20 + P 21 × V ds)] (2) 式(1) (2)に基づき，CgdとCgsのパラメータ抽出及 図 6 Cgdと Cgs の測定及びフィッティング結果

Fig. 6 Consequence of measurement and fitting for Cgd and Cgs. びフィッティングを行った．結果は図6に示す．ここ で，非線形関数(1)及び(2)はADS (Keysight社)上 で4ポートのSDDコンポーネント[14]を用いて等価 回路に埋め込んだ． 3. 3 線形寄生容量のモデル化 トランジスタの等価回路では，非線形容量と非線形 等価電流源以外に近似的に線形とみなせる寄生の容量， インダクタ，抵抗，等々の線形素子もある．それらは， バイアス点VGG=−4.5 V，VDD = 20.0 Vにおけ るSパラメータの実測値とのフィッティングにより見 積もった．その結果を図7に示す． 3. 4 最適負荷特性 ここまでに導出された各パラメータを用い，図2に 示す回路を基に，外部に接続される負荷回路に要求さ れる最適負荷条件を導出した．最適化シミュレーショ ンでは，電圧・電流波形情報を10次高調波分まで考 慮し，基本波(2.1 GHz)に対する最適負荷インピーダ ンスの推定を行った．なお，比較のため，トランジス タの寄生容量Cgd及びCgsを線形素子とした場合に ついても同様に最適化を行っている．図8に最適化を

図 7 バイアス点における S パラメータの実測値 (実線) とシミュレーション値 (○)

Fig. 7 Measurement (solid line) and simulation value (○) of S parameter at the bias point.

行った際の等価非線形電流源における電圧波形のフィッ ティング結果を示す．また，導出された最適負荷条件 を次頁の表1, 2に示す．容量の非線形を考慮した場合 及びしない場合で，各々フィッティングがなされてい ることが波形からわかるが，導出された負荷条件は， 特に3次高調波で異なっていることが確認された．そ の影響については5.で説明する． なお，GaN HEMTのソース側のインピーダンスに 関して，基本波インピーダンスは動作周波数における ソース/ロード・プルより得られる既知の値を使用し， 2次高調波インピーダンスは，負荷側と同時に最適化 を行っている．また，これらのソース側のインピーダ ンスは後述する実際の電力増幅器では微調整を施して いる．

4.

リアクティブ終端処理型負荷回路の設計

前節で得られた負荷条件を目標に，負荷回路の設計・ 試作を行った．トランジスタに対する低周波アクティ ブマルチ高調波ロード・プルでは5次高調波までの最 適化を行ったが，実際の負荷回路の損失と処理次数と の兼ね合いから，負荷回路の考慮次数を3次高調波ま でとした．前節で述べたように，寄生容量Cgd及び Cgsの，非線形を考慮した場合及び線形近似した場合 図 8 最適化時の等価非線形電流源における電圧波形の フィッティング結果の比較

Fig. 8 Comparison results of the voltage waveforms at the equivalent nonlinear current source when the optimum is performed.

表 1 負荷回路インピーダンス特性（容量非線形性を考慮）

Table 1 Impedances for the load circuit (nonlinear capacitance).

表 2 負荷回路インピーダンス特性（容量線形近似）

Table 2 Impedances for the load circuit (linear capacitance).

図 9 高調波λ/4 オープンスタブを用いた高調波リアク

ティブ終端型負荷回路

Fig. 9 Harmonic reactive termination circuit by using open-endedλ/4 stubs for harmonics.

との違いを比較するために，両方の特性に対する負荷 回路を設計・試作した． 負荷回路の最適負荷条件を実際の回路で実現する にあたり，設計性を考慮して分布定数回路を用いて設 計した．図9に負荷側の回路構成を示す．2，3倍高 調波の各λ/4開放スタブを用いて各々の高調波にお いてトランジスタと負荷を繋ぐ主線路上において短 絡状態を実現し，各々主線路上への取り付け位置を調 整することにより，各々の高調波リアクティブ終端を 実現する高調波処理を実現している．回路基板には 低損失樹脂基板(Panasonic社Megtron7，εr= 3.3， tan δ = 0.001，基板厚= 0.75mm)を使用した．試作 した出力回路のインピーダンス特性はネットワークア ナライザ(Keysight社，PNA-X)を用いて測定した． 負荷インピーダンスの最適化による目標インピーダ ンス，電磁界シミュレーション(EM)による結果，そ して測定結果を表1, 2にまとめてある．また，それを プロットしたスミスチャートを図10に示す．図10 (a) 及び(b)は，それぞれ寄生容量CgdとCgsが非線形 の場合及び線形近似の場合を示す．試作された負荷回 路は，図11の電力増幅器の写真内に示されている． 図10において，高調波成分はほぼスミスチャートの 外周円付近にあり，リアクティブ終端処理が実現され ていることが確認できた．また，(a)及び(b)のそれ ぞれの場合に，各基本波・高調波でのシミュレーショ ン値と実測値との結果がほぼ一致していることが確認 された． 図 10 各負荷インピーダンス特性

Fig. 10 Each impedance characteristic.

図 11 試作した GaN HEMT 電力増幅器

Fig. 11 Fabricated GaN HEMT power amplifiers.

5.

試作

GaN HEMT

電力増幅器の評価

実際にそれぞれの場合に作られた負荷回路を用い

図 12 試作した各電力増幅器の入出力・効率特性 Fig. 12 Input-output power responses and efficiency

characteristics for the fabricated GaN HEMT amplifiers. て，高効率のGaN HEMTマイクロ波電力増幅器を 試作した．試作したマイクロ波電力増幅器を図11に 示す．各電力増幅器の測定された効率特性及び入出 力特性を図12に示す．寄生容量Cgd及びCgsの非 線形性を考慮した場合，2.13 GHzで30.5 dBmの飽 和出力時に最大ドレイン効率(ηD) 77%，最大PAE 74%を得た．一方，Cgd及びCgsを線形近似とした 場合，2.14 GHzで31.0 dBmの飽和出力時に最大ド レイン効率(ηD) 72%，最大PAE 64%であった．ド レイン効率は主に負荷回路の特性に依存するため，こ の効率の差は，図10に示される3次高調波のリアク タンス終端値の違いが大きく影響しているものと考え られる．これらの結果より，寄生容量の非線形効果を 考慮する提案手法は，低周波ロード・プル時に推定さ れた効率に近い値となっており，寄生容量の非線形性 を考慮することでより高精度に高効率電力増幅器を設 計することができたと考えられる．なお，前述のとお り，増幅器の試作において，ソース側インピーダンス の再調整を行った．現状では，基本波に対するソース インピーダンスの見積り方法が確立しておらず，今後 の課題である．

6.

む す び

低周波アクティブマルチ高調波ロード・プルシステ ムに基づく高効率マイクロ波電力増幅器を設計する ためのトランジスタの最適負荷インピーダンス推定 の新たな手法を提案した．先行研究と異なり，本研究 では，デザインのシンプルさを保ちつつ，より高い精 度で設計するために，トランジスタの寄生容量の非 線形効果が考慮された．提案手法により，設計・試作 されたGaN HEMTマイクロ波電力増幅は2.13GHz で30.5 dBmの飽和出力で最大PAE 74%，最大ηD 77%を達成した．非線形容量を線形近似した設計の結 果と比べると，最大ηDが5%，最大PAEが10%の 効率改善を実現された．以上より，本提案手法の有用 性が示された． 謝辞 GaN HEMT素子をご提供頂いた東芝に感謝 致します．本研究は一部JSPS科研費25420323の助 成を受けた． 文 献

[1] F.H. Raab, “Class-F power amplifiers with maxi-mally flat waveforms,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.45, no.11, pp.2007–2012, Nov. 1997.

[2] 本城和彦，高山洋一郎，石川 亮，“マイクロ波電力増幅器

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[10] A. Raffo, S. Di Falco, V. Vadal`a, and G. Vannini, “Characterization of GaN HEMT low-frequency dis-persion through a multi-harmonic measurement sys-tem,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.58, no.9, pp.2490–2496, Sept. 2010.

[11] R. Ishikawa, Y. Takayama, and K. Honjo, “Exper-imental design method for GHz-band high-efficiency power amplifier based on MHz-band active harmonics load-pull technique,” Proc. 2012 Asia Pacific Microw. Conf., pp.478–780, Dec. 2012.

[12] 石川 亮，高山洋一郎，本城和彦，“MHz 帯高調波アク

ティブ・ロードプルシステムを用いた GHz 帯高調波処理 高効率電力増幅器の設計手法，”信学技報，MW2012-114, 2012.

[13] Agilent Technologies Microwave Journal, “Acccrate Modeling of GaAs & GaN HEMT’s for Nonlinear Applications,” Innovations on EDA Webcast., May 2013.

[14] Keysight. “ADS/Documentation,” http://edadocs. software.keysight.com/pages/viewpage. action?pageId=58331014. （平成 28 年 5 月 20 日受付，8 月 3 日再受付， 11月 10 日公開） 陶 堯 （学生員） 2015電通大・情報・通信卒．2015 同大 大学院修士課程在学中．現在，マイクロ波 回路の研究に従事． 本城 和彦 （正員：フェロー） 1974電通大・電波通信卒．1976 東工大 大学院修士課程電子物理工学修了．同年日 本電気 (株) 中央研究所入社．1994 同社超 高速デバイス研究部長．2001 電通大情報 通信工学科教授．化合物半導体デバイス， マイクロ波半導体回路の研究に従事，工博． 1983及び 1988 IEEE MTT-S Microwave Prize，1980 学術 奨励賞，1999 エレクトロニクス賞各受賞．IEEE Fellow．