11b_03.dvi

マルチバンド・マルチモード送受信機用

Si-RFIC

技術

末松

憲治

†a)

_原田

_博司

††

Si-RFICs for Multi-Band Multi-Mode Transceivers

Noriharu SUEMATSU

†a)

and Hiroshi HARADA

††

あらまし 現在サービスが行われている6 GHz 帯までの各種ワイヤレス通信に対して開発されているマルチバ ンド・マルチモード送受信Si-RFIC の技術動向を報告するとともに，コグニティブ無線への適用について検討し た．その結果，現時点では，コグニティブ無線用には，送受信ともにダイレクトコンバージョン方式の採用が望ま しいことが明らかになった．続いて，本方式を用いたコグニティブ無線用マルチバンド・マルチモードSi-RFIC の開発例を紹介した．開発した_{RFIC により，0.4∼5.8 GHz の広帯域にわたり，W-CDMA や無線 LAN など} の各種ワイヤレス通信の送受信が可能な特性が得られた． キーワード コグニティブ無線，SiGe-MMIC，ダイレクトコンバージョン，直交変調器，直交ミクサ

1.

ま え が き

ソフトウェア無線技術を適用して発展しつつある コグニティブ無線機は，異なる複数のワイヤレスシス テムに接続することが可能なことから，限られた周 波数資源を有効に利用する技術として注目されてい る[1]∼[8]．周波数や，変調方式，ベースバンド帯域 の異なる複数のワイヤレスシステムに対応するため に，その高周波部には，マルチバンド・マルチモード 特性が求められている．具体的には，既存のワイヤレ スシステムとしては，0.8∼2.1 GHz帯のW-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access)などの 携帯電話，2.45∼5.8 GHz帯の無線LAN (Local Area Network)系あるいは無線MAN (Metropolitan Area Network)系，5.8 GHz帯のITS (Intelligent Trans-port Systems)などがあり，将来的には，これらの周 波数帯のほかにDTV (Digital TeleVision)などに使 われる0.4 GHz帯までのUHF帯の活用，第4世代 などの将来ブロードバンド通信などへの対応も望まれ ている[1], [2]．これらに対応できる送受信機の高周波 †_{三菱電機株式会社情報技術総合研究所，鎌倉市}

Information Technology R&D Center, Mitsubishi Electric Corporation, Kamakura-shi, 247–8501 Japan

††_{独立行政法人情報通信研究機構，横須賀市}

National Institute of Information and Communications Technology, Yokosuka-shi, 239–0847 Japan

a) E-mail: suematsu@ieee.org 部としては，(1) 0.4∼5.8 GHzのすべての周波数帯を カバーすること，(2)少なくとも50 MHz以上のベー スバンド帯域をもち，かつ，受信ベースバンド回路に は各種システムに応じて帯域可変の低域通過フィルタ (LPF)を備えること，(3) FDD (Frequency Division Duplex)/TDD (Time Division Duplex)いずれの方

式でも対応可能なことが求められている[7]．

本論文では，様々な用途に開発されてきたマルチバ ンド・マルチモード送受信機用Si-RFIC (Radio Fre-quency Integrated Circuit)技術に関して，簡単な分 類を行いその動作原理を説明するとともに，コグニ

ティブ無線機に適したRFIC構成について検討する．

更に，近年，コグニティブ無線用にSiGe (Silicon Ger-manium)デバイスを用いて開発された，上記(1)∼ (3)の特性を備えた送受信RFICの開発例を紹介する． (1)に関しては，スタティック形分周器を90◦移相器と して用いた広帯域な直交ミクサ[6]と直交変調器[9]を 用いるとともに，広帯域ドライバ増幅器と送受信それ ぞれに広帯域利得可変増幅器(VGA)を1チップに集 積することで，送受信系ともに，0.4∼5.8 GHz帯の広 帯域な特性を得ている．(2)に関しては，前記直交ミ クサと直交変調器のベースバンド帯域を広帯域化する とともに，広帯域ベースバンドVGA (Variable Gain Amplifier)と帯域可変形アクティブLPFを開発し， 広帯域かつ帯域可変なベースバンド回路を実現してい る．(3)に関しては，通常の局部発振器(LO：Local

Oscillator)信号の2倍の周波数のLO信号（2fLO信 号）で送受信を切り換える2fLO切換方式のLO信号 切換スイッチ回路[7]を採用し，TDD/FDD両システ ムに適用可能な構成としつつも，FDD動作時に，受 信系のLO信号が送信系のLO系に漏れることによっ て生じる，送信スプリアスによる受信系への干渉を抑 圧している．

2.

マルチバンド・マルチモード送受信機

RF

回路構成

表1に，0.4∼6 GHz帯のワイヤレス通信端末用に 開発されたマルチバンド・マルチモード送受信機及び そのRF回路構成の一覧を示す．これまで，マルチバ ンド・マルチモード送受信機は，携帯電話，無線LAN の用途を中心に開発されてきた．携帯電話に関しては，

GSM (Global System for Mobile Communications)

をベースに，GPRS (General Packet Radio Service)，

EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution)

とのデュアルモード化及び0.8/0.9 GHz/1.8/1.9帯の マルチバンド化が進められてきた．GSMの携帯電話 では，送信系をFM変調器を用いて構成されていた 経緯があり，マルチモード・マルチバンド化はポー ラー変調を軸に進められている[10]∼[12]．一方，受信 系はダイレクトコンバージョン方式が主流である[6]． W-CDMAに関しては，送受信ともにダイレクトコン バージョン方式にて，シングルモードでのマルチバンド 化が進められてきたが[13]，近年，GSMとのマルチバ 表 1 ワイヤレス通信端末用マルチバンド・マルチモード送受信機及び RF 回路構成の一覧 Table 1 List of multi-band multi-mode transceivers and their RF configurations

developed for various wireless terminals.

ンド・デュアルモード化が急速に進められている．しか し，RFICの内部では，帯域ごと，変調方式ごとに別々 の変復調器を備えていることが多い[14]．無線LAN に関しては，IEEE802.11a/b/g対応の2.5/5 GHz帯 のデュアルバンド・マルチモード化が送受信ともにダ イレクトコンバージョン方式にて進んでいる[15]．無

線MANに関しては，Mobile-Wi-MAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access)が注目され ている．現在はシングルバンド・マルチモードであ るが，ホットスポットをはじめとする無線LANとの RFICの統合が進む可能性もあり，その場合，マルチ バンド・マルチモード化が進む可能性が高い．これら 携帯電話，無線LANのRFICは，ICの外部から見る と1チップでマルチバンド・マルチモードに対応して いるものの，ICの内部を見ると，各周波数バンドごと に高周波回路が独立して存在していて，ベースバンド 回路のみが共通となっているものも多い．ただし，近 年，LO系やアナログ変復調系など一部高周波回路も 共通化しているものも増えてきている．ETC

(Elec-tronic Toll Collection System)とDSRC (Dedicated Short Range Communications)のITS用途に関して は，5.8 GHz帯のシングルバンドであるが，ASKと QPSKのデュアルモードの特性が求められており[16]， 今後UHF帯へのデュアルバンド特性も求められる可 能性がある．ITSの場合は，送信系はダイレクトコン バージョンが多く使われているが，受信系は，信号帯 域が比較的狭帯域であり，かつ，周波数帯域の違いも

ないため，IFを使った構成を採用することが多い[17]． DTVに関しては，シングルバンドではあるが，0.4∼ 0.8 GHzと受信周波数の帯域が非常に広いため，他の マルチバンドシステムと同様の広帯域特性が求められ ている．携帯端末用の1セグ受信の場合に関しては， ダイレクトコンバージョン方式をとるものもあるが， 多くの場合，IFを使う方式を採用している[18]． 上記のように，様々なワイヤレス通信システムが 0.4∼6 GHz帯で展開されており，同一システム内，あ るいは類似システムとの間において，マルチバンド化， マルチモード化が進められているのが現状である．た だし，マルチバンド化，マルチモード化は近年急速に 要求が高まっており，異種サービス間のマルチバンド・ マルチモード化が今後必要となってくるのは明らかと 考えられる．以下では，マルチバンド・マルチモード のワイヤレス通信端末に用いられる，Si-RFICを用い た送信，受信回路構成をより具体的に紹介する． 2. 1 受 信 系 マルチバンド/マルチモード受信系の構成としては， 狭帯域なIF回路を必要としないダイレクトコンバー ジョン方式，低IF方式が有望である．近年では，ダ イレクトサンプリングミクサを使う方式についても開 発が進められている． 図1 はダイレクトコンバージョン方式の直交ミク サ[19]の構成を示したものである．受信したRF信号 を直交ミクサを用いて，直接，I/Qのベースバンド信 号に変換する構成となっており，チャネルフィルタは ベースバンドでLPF (Low Pass Filter)で実現する． 直交ミクサに対しては，直交度の高精度化，セルフミ

クシングやミクサの2次ひずみやミクサ回路内のア

図 1 ダイレクトコンバージョン方式の直交ミクサの構成 Fig. 1 Configuration of quadrature mixer for direct conversion receivers. PS is a phase shifter and LPF is a low pass filter for base band signal.

ンバランスにより生じるDCオフセットの低減，1/f 雑音低減などの課題が存在する．直交度に関しては， LO系に90◦移相器を配置する場合，スタティック形 の周波数分周器を移相器として用いることで，非常に 広帯域な特性を実現でき，0.8∼5.2 GHz帯で良好な 直交精度が得られている報告もある[6]．DCオフセッ トに関しては，基本波ミクサの場合，レイアウト最適 化などの差動信号のバランスを考慮したIC設計によ り，対応は可能であるが，ある程度のDCオフセット は生じてしまう．偶高調波ミクサの場合，ダイオード の対称性の優れたアンチパラレルダイオードペアを用 いることで，DCオフセットを大幅に抑圧できる報告 もある[20]．なお，このDCオフセットに関しては， GSMなどの非常に狭帯域な信号を受信する場合には， オフセットキャンセラを設けるなどの対応が必要とな るが[21]，W-CDMAや無線LANなどの比較的広帯 域な信号を取り扱う場合，DC近傍の周波数成分をも つ信号の影響が無視できるシステムに関しては，直交 ミクサの出力をACカップルすることで，オフセット を除去することも可能である[6]．LO信号がRF信号 入力へ漏えいして発生するセルフミクシングに関して は，RF信号とは異なる周波数（例えば，RF信号の 2倍の周波数）のLO信号源を用いること[6]，あるい は直交ミクサとして偶高調波ミクサ[20], [22]を用いる ことでLO漏えいの影響を，実用的なレベルで排除す ることができる． 図2は低IF方式のイメージリジェクションミクサ

(IRM：Image Rejection Mixer)の構成を示したもの であり，(a)はシングルコンバージョン構成[23]，(b) はダブルコンバージョン構成（ウェーバー形）[24]で ある．いずれの構成においても，広帯域な90◦分配器 が必要となるが，LO系に用いるため線形性は必要と ならない．したがって，広帯域に動作可能なスタティッ ク形などの周波数分周器を使用することができる．シ ングルコンバージョン構成のIRMにおいては，IF出 力にマルチモードに対応するために広帯域な90◦移 相器が必要となる．IFの90◦移相器は受信信号を扱 うため，線形性も必要となることから，通常，ポリ フェーズフィルタ(PPF)が使われるが，信号帯域が 広いと，比帯域的に広帯域な特性が求められるため， 実現が困難なことがある．また，ダイレクトコンバー ジョン方式に比べて高速なADC (Analog to Digital Converter)が必要となり，無線LANなどの広帯域信 号を受信する場合には問題となることがある．ダブル

(a) Single conversion type Image Rejection Mixer (IRM)

(b) Double conversion type IRM (Weaver type) 図 2 低 IF 方式の IRM の構成

Fig. 2 Configuration of image rejection mixers (IRMs) for low-IF receivers. Hyb. is a hybrid circuit and BPF is a band pass filter for IF band signal.

コンバージョン方式は，IF帯の90◦移相器を2ndLO (LO2)に置き換えた構成となっており，広帯域な信号 に比較的対応可能な構成である．しかし，1stと2nd のミクサ間のIFフィルタは，チャネルフィルタとして の特性も担うことが多く，急しゅんな帯域外減衰特性 が求められるため，高いQ値の特性をもつSAWフィ ルタなどが使われる．マルチモードの場合に対応させ る場合には，IFフィルタを周波数可変とする必要が あるが，高いQ値の可変回路素子の実現が難しく，急 しゅんな帯域外減衰特性が得にくい問題がある．また， ADCに関しては，シングルコンバージョン方式と同 様の問題がある．近年，IF信号を90◦位相差で合成す る部分をアナログ回路ではなく，ADCでサンプルし た後，ディジタル的に行う方式も開発されている[25]． この場合，高速なADCは必要なものの，90◦移相器 の広帯域化の問題はなくなる．ただし，サンプリング する時点でイメージ信号も存在するために，アナログ 的に90◦合成した後にADCでサンプリングする方式 に比べて，ADCには，より広いダイナミックレンジ が求められる問題がある．表2に，マルチモード・マ ルチバンド受信系の構成，利点，課題，適用例をまと めて示す． 以上のように，マルチモード・マルチバンド用の受 信系としては，ダイレクトコンバージョン方式と低IF 方式のものがあるが，無線LANなどの比較的広帯域 な信号を含めて受信する場合には，現時点ではダイレ クトコンバージョン方式が望ましいと考えられる．こ れまでに，0.8∼5.2 GHz帯において，W-CDMA/無 線LAN（IEEE 802.11a相当）の受信が可能なレベ

ルの直交ミクサIC [6]が報告されている．LO信号の 90◦位相差をスタティック形周波数分周器を用いて実 現する構成を採用することで，90◦位相差の無調整化 を図り，周波数/モード切換時の位相調整キャリブレー ションを不要としている．また，広帯域なミクサを開 発することで，数百MHzのベースバンド帯域を実現 している．直交精度に関しては，位相誤差2◦以下，振 幅誤差0.2 dB以下が得られており，NFなどの他の特 性もW-CDMA及び無線LANの受信が可能なレベル である．なお，DCオフセットに関しては，直交ミク サのベースバンド出力を容量結合（Cカップル）を介

表 2 マルチバンド・マルチモード受信系のまとめ Table 2 Summary of multi-band multi-mode receivers.

図 3 ダイレクトコンバージョン方式の直交変調器の構成 Fig. 3 Configuration of direct conversion type

quadrature modulator. してベースバンド回路に入力する構成として問題ない ことを確認している[26]．なお，上記以外の受信系の 方式として，RF信号をサンプリング受信するダイレ クトサンプリング方式があり，ソフトウェア無線機用 受信系への適用についても報告されている[27]．現時 点では，シングルバンド・シングルモード用への適用 に留まっているが，今後のマルチバンド・マルチモー ド化への進展が期待される． 2. 2 送 信 系 マルチバンド・マルチモード送信系の構成としては， 受信系と同様，図3に示すように，直交座標系のI/Q ベースバンド信号を用いたダイレクトコンバージョン 方式の直交変調器を用いた構成と，図4に示すよう に，極座標系の位相/振幅のベースバンド信号を用いた Polar-Loop方式の送信機構成とがある．図3のダイ レクトコンバージョン方式の直交変調器の構成によれ ば，直接，RF周波数で変調するために，IF帯を介し たアップコンバージョン方式に比べて，ミクサで発生 するイメージ信号やLOの漏えい信号を抑圧するフィ ルタが不要になるという利点がある．ディスクリート 部品により直交変調器を構成していた時代には，GHz 帯において広帯域にわたり十分な直交精度が得られな いという問題があったが，Si-RFICの高周波化が進ん だ結果，受信系と同様，スタティック形分周器を用い ることで，6 GHz程度までであれば，実用的なレベル に近い直交精度が得られるようになってきた．更に実 用的なレベルまで直交精度を改善する方法として，直 交変調器出力をフィードバックしてキャリブレーショ ンを行い，分周器出力の位相を調整する機能を加えた ものや，分周器出力に位相精度を改善するためのPoly Phase Filter (PPF)を加えたもの[9]などがある． 図4のPolar-Loop方式による送信機構成は，これ まで主に，GSM/EDGEのデュアルモード端末用に開 発が進められてきたものであり，GSM端末で一般的に 用いられてきたRF帯電圧制御発振器を直接GMSK

変調する構成に，Envelope Elimination and Restora-tion (EER) [28]などのように送信増幅器(PA：Power Amplifier)の電源電圧制御による振幅変調機能を付加 し，EDGEに用いられる8PSK変調信号をも生成で きるようにしたものである[11], [12]．通常，GSM端 末では，高効率ではあるが非線形なPAが使われてい るが，この方式を用いれば，線形性はPAの駆動電圧 制御による振幅変調の精度で決まるため，非線形PA を使いながら，線形変調もでき，かつ，電源効率もよ いという利点がある．原理的には，オープンループで

図 4 Polar-Loop方式の送信機の構成

Fig. 4 Configuration of Polar-Loop transmitter. Phase modulation is done by a digital FM modulator and amplitude modulation is done by an Envelope Elimination and Restoration (EER) Power Amplifier (PA) having a supply voltage control circuit.

表 3 マルチバンド・マルチモード送信系のまとめ Table 3 Summary of multi-band multi-mode transmitters.

の変調も可能であるが，実際には，図4に示すよう に，PAで振幅変調を行う際に生じるAM-PMひずみ を，発振器を制御する位相変調信号にフィードバック したり，振幅変調時の振幅誤差成分をPAの電源電圧 制御回路にフィードバックしたりして，ひずみ補償を 行う構成も報告されている[12]．本構成は，PAの振 幅制御の精度（ダイナミックレンジを含む）の問題か ら，QAM変調などの多値変調への適用は難しい．ま た，変調信号帯域が広くなると，送信系増幅器の周波 数特性を含めて補償する必要があること，PAの電源 電圧制御を高速に行う必要があることなどから，実現 が難しくなってくる．表3に，マルチモード・マルチ バンド送信系の構成，利点，課題，適用例をまとめて 示す． したがって，広帯域かつ多値変調を求められる無線 LANなどへの適用を考えると，ダイレクトコンバー ジョン方式の直交変調器を用いる構成が最も有望と考 えられる．ダイレクトコンバージョン方式の直交変調 器を実現するためには，受信系の直交ミクサに比べ て，より高精度な90◦移相器が求められる上，方式 の全く異なる複数のワイヤレスシステムにキャリブ レーションなしで対応できるマルチモード特性が求め られている．これらの要求に対し，高精度な直交度を キャリブレーションなしで実現した0.8∼5.2 GHz帯 でW-CDMA/無線LAN（IEEE802.11a相当）の送

信が可能な直交変調ICが報告されている[9]． 2. 3 コグニティブ無線用送受信Si-RFICの検討 マルチバンド・マルチモードの送受信機を構成する 場合，バンド及びモードの数が限られているならば， バンドやモード数に相当する複数の送受信系を並列に 接続し，切り換える方式が考えられる．しかし，コグ ニティブ無線機のように，必ずしも限定されない通信

図 5 コグニティブ無線機用マルチバンド・マルチモード送受信機の高周波部の構成例 Fig. 5 Configuration of multi-band multi-mode transceiver’s RF section for

cog-nitive radio. Dark gray area shows RF section and light gray area shows Si-RFIC. システムに対応する場合あるいは多数のバンド・モー ドに対応する場合には，広帯域デバイスと帯域可変デ バイスにより構成した一つの送受信系で複数のバン ドとモードに対応できるようにする必要がある．図5 にコグニティブ無線機用マルチバンド・マルチモード 送受信機の高周波部の構成例を示す．濃いグレーの領 域が高周波部であり，明るいグレーの領域が現時点で Si-RFICに集積可能な部分である．理想的には，すべ ての周波数，通信システムに対して，同一の信号経路 で対処したいところであるが，実際に実現できるマイ クロ波デバイスの周波数帯域の制限があること，及び， 通信システムごとに送信スプリアスや受信系の耐干渉 性に関する規定があるため，広帯域な信号経路だけで 送受信機を作ることは難しい状況である．少なくとも， これらの規定を満足するためには，送受信ともに各シ ステムに準拠したRFフィルタが必要となる．また， FDDシステムに対応するには，図 5に示すように， 送受信アンテナを分離し，空間的なアイソレーション を確保することが必要だが，これだけでは，送信信号 の受信系への干渉を防ぐに十分なアイソレーションが 確保できない可能性もあり，アンテナを分離しても， 受信系に干渉抑圧のRFフィルタが必要になることも ある．送信系の高出力増幅器に関しては，システムご とに要求される出力レベルが異なるため，最も大きな 出力電力にあわせた増幅器を備える必要がある．この ため，携帯電話に必要となる1 W程度の出力の高出 力増幅器が必要となる．このような出力レベルの増幅 器を，オクターブ以上の広帯域にわたり，40%程度の 電源効率で実現しようとすると，整合回路を可変に する必要があり，MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems)スイッチを用いたチューナブル高出力増幅 器[29]が注目されている．上記回路ブロック以外につ いては，現状でも広帯域デバイスによる実現性がある と考えられる．特に送受信コンバータ回路に関しては， 2.で述べたようにダイレクトコンバージョン方式を 送受信ともに採用することで，マルチバンド・マルチ モード特性が実現でき，かつSi-RFICに1チップ集 積することが可能であると考えられる． コグニティブ無線用のRFIC化できるブロックに求 められる特性は，以下の三つが挙げられる． （1） 広帯域 （2） 高ダイナミックレンジ （3） キャリブレーションレス 広帯域特性については，UHF帯から6 GHz帯まで のすべての信号を処理するために，送信系出力飽和 電力，受信系入力飽和電力，受信系雑音指数などの特 性を広帯域にわたって確保する必要ある．また，広帯 域を保ちつつ，十分なダイナミックレンジを得るため

には高入力飽和特性が要求されることとなる．更に， ベースバンド直交信号の位相/振幅のキャリブレーショ ンを不要にすることで，使用する周波数帯ごとにベー スバンド信号の補正を行う必要がなくなり，ディジタ ル部の簡素化にもつながる． RFIC化のコアとなるブロックは，送受信コンバー タ回路である．マルチバンド・マルチモード特性を実 現する送受信機の回路構成としては，2.で述べたよ うに，送受信ともにダイレクトコンバージョン方式が 適している．課題は，直交ミクサ及び直交変調器に おいて，広帯域な直交精度を得ることであるが，こ れについては，スタティック型2分周回路を90◦分 配器として使用することで，実現可能である．実際 にUHF∼5 GHz帯の広帯域にわたって，直交信号の キャリブレーションを行わず，良好な特性が得られて いる[6], [9]．また，ダイレクトコンバージョン受信機 では，特に狭帯域通信システムにおいて，ベースバ ンド周波数帯域の低周波での低雑音特性が求められ る．このため，無線LANなど比較的広帯域な信号を

扱う回路ではCMOS (Complimentary Metal Oxide Semiconductor)-FET (Field Effect Transistor)を用

いることができるが，W-CDMAなど狭帯域システム のダイレクトコンバータを実現する場合，1/f雑音の大 きいCMOS-FETは性能劣化が懸念される．このため， ミクサを構成するトランジスタは，CMOS-FETに比 べて1/f雑音の小さいSiGe-HBT (Hetero-junction Bipolar Transistor)を用いることが有利である[6]． 受信用RF-VGA，送信用RF-VGAは，ダイナミック レンジ拡大のために設けられる．送信用ドライバ増幅 器も含めて，広帯域な特性が要求される．高効率，高 出力電力の特性が要求されない範囲であれば，現状の 集積化ICで実現可能と考えられる．LO系について は，例えばUHF∼6 GHz帯の低雑音発振器を1回路 で実現することはIC外部の部品を用いても困難であ

るため，複数VCO (Voltage Controlled Oscillator)

の切換，または，逓倍/分周/ミクシングによる信号生 成が必要と考えられる．また，FDD/TDDの両方シ ステムに対応するためにも，信号経路の切換構成が必 要である．更に，FDDで動作する場合，送信系と受 信系の干渉が存在すると受信性能の劣化，送信スプリ アスの増大につながるため，アイソレーションの確保 が重要である．ベースバンド回路については，各シス テムに固有のチャネル帯域幅に対応する，可変フィル タが必要となる．これについては，Gm-Cフィルタな どを用いたSi-RFICに内蔵したアクティブフィルタ が実現されている．また，フィルタに用いる容量や抵 抗値の製造ばらつきを補償する回路が必要となると考 えられる．ディジタルフィルタとの性能配分を含めて 議論していく必要がある．また，ADCのダイナミッ クレンジを考慮した，ベースバンドVGAも必要とな る．これら，ベースバンド可変フィルタ，VGAにつ いても低雑音，広帯域特性が課題である．

3.

コグニティブ無線用送受信

Si-RFIC

の

開発例

[7]

3. 1 送受信RFICの構成 図6 にコグニティブ無線機用に試作された送受信 Si-RFIC [7]のブロック図を示す．ダイレクトコンバー ジョン方式の直交変調器及び直交ミクサとLO信号切 換回路がSi-RFICとして1チップ化されている．直交 変調器は直交したベースバンド信号（単相）を周波数 変換し，差動の送信信号を生成する．直交ミクサは差 動の受信信号入力を周波数変換し，直交したベースバ ンド信号出力（差動）を生成する．LO系は，帯域に よって異なるシンセサイザを用いることを想定し，LO 信号入力（単相）を送信用2バンド・送受信用2バン ドとし，LO信号切換回路(LO-SW)で選択して使用 する構成としている．入力されたLO信号は，LO-SW によって出力先を切り換えられた後，分周器で2分 周されるとともに90◦位相差の4相信号に変換され， 直交変調器及び直交ミクサに入力される．LO-SWを 制御することにより，TDD，FDDのいずれのモード

でも動作し，無線LAN（IEEE802系），W-CDMA，

DTVなど様々なアプリケーションに対応可能である． 基本波ミクサによりダイレクトコンバージョン方式 の送受信回路を構成する場合，LO信号とRF信号の 周波数が等しいため，FDDモード時に送信用LO信 号に受信用LO信号が漏れ込むと，送信端子から受信 周波数帯のスプリアスが出力されることになる．送信 端子から出力された受信周波数帯のスプリアスは，受 信端子に回り込むと受信感度の劣化を引き起こすた め十分に抑圧される必要がある．通常の無線機では， 送信系に設けたRF帯の狭帯域BPFで抑制している が，マルチバンド特性が必要なコグニティブ無線機に おいては，帯域ごとに狭帯域なBPFを用意すること は困難になるため，送信スプリアス，特に受信信号周 波数帯に発生する成分の抑制が重要な課題となる．本 RFICにおいては，RFの周波数の2倍の周波数帯で

図 6 コグニティブ無線機用マルチバンド・マルチモード送受信 Si-RFIC のブロック図 [7] Fig. 6 Block diagram of multi-band multi-mode Si-RFIC transceiver for cognitive

radio [7]. LO信号を切り換える2fLO切換構成を採用している． 1/2分周器には，送信(Tx)波の2倍の周波数成分を もつTx用LO信号とともに，前記信号に比べて低い レベルの受信(Rx)波の2倍の周波数成分をもつRx 用LO信号がスプリアス成分として入力した場合，分 周器から出力される信号には，Rxの周波数成分のスプ リアスを含まないという特性がある．1チップRFIC に集積するため比較的低いアイソレーション特性しか 実現できない条件ではあるが，この特性を利用するこ とで，FDD時に受信周波数帯に生じる送信スプリア スを十分に抑圧することができ，受信特性が劣化しな いことを確認している． 3. 2 送受信RFICの評価結果 図7に試作したコグニティブ無線用マルチバンド送 受信ダイレクトコンバータのチップ写真を示す．受信 系の直交ミクサの1/f雑音低減のため，ミクサ回路に はCMOS-FETに比べて1/f雑音の低いSiGe-HBT を用いており，このため，本RFICは0.18µm SiGe BiCMOSプロセスを用いて試作された．アクティブ エリアは1.6 × 2.8 mmである．電源電圧は3.3 Vで あり，消費電流は直交変調器15.1 mA，直交ミクサ 19.6 mA，LO-SW 11.4 mAである． 図8に送受信RFICの送信時における出力飽和電力 (OP1 dB)のRF周波数依存性を示す．図より0.4∼ 5.8 GHzの広帯域にわたって−16 dBm程度と，ほぼ 一定な出力飽和電力が得られている．図9に送受信 RFICの受信時における電圧変換利得及びNFのRF 図 7 コグニティブ無線機用マルチバンド・マルチモード 送受信 Si-RFIC のチップ写真 [7]

Fig. 7 IC Chip photo of multi-band multi-mode Si-RFIC transceiver for cognitive radio [7].

周波数依存性を示す．図より0.4∼5.8 GHzの広帯域 にわたり動作していることが分かる．0.4∼2 GHz帯 であれば，ほぼ平たんな周波数特性が得られているが， 2 GHzを超えると，トランジスタの高周波特性が不足 するとともに，回路の寄生容量の影響により，変換利 得が低下するとともに，NFが増加してしまう傾向が ある．図10に受信時における電圧変換利得のベース

図 8 送信時の出力飽和電力 (OP1 dB) の周波数依存性 [7] Fig. 8 Tx frequency dependence of output power at 1 dB gain compression point (OP1 dB) at Tx mode [7].

図 9 受信時の電圧変換利得 (Gc)・NF の周波数依存性 [7] Fig. 9 Rx frequency dependence of voltage conver-sion gain (Gc) and Noise Figure (NF) at Rx mode [7]. バンド周波数依存性を示す．図より，100 MHzのベー スバンド帯域において帯域内利得偏差が3 dB以下で あり，将来システムの広帯域な変調信号にも対応可能 であることが分かる． 表4 に試作したコグニティブ無線用マルチバンド 送受信Si-RFICの評価結果を示す．EVM評価にお ける変調信号は実際のアプリケーションを想定し， OFDM信号あるいはQPSK信号を用いている．こ の結果より，0.4 GHzのUHF帯のアプリケーション (OFDM/16QAM)，0.8 GHz/2.1 GHzのW-CDMA （送信：HPSK，受信：QPSK），5.2 GHz/5.8 GHzの 無線LAN (OFDM/64QAM)のいずれの条件におい ても，送信時EVM 2.7%rms以下，受信時2.8%rms 図 10 受信時の変換利得のベースバンド周波数依存性 [7] Fig. 10 Base band frequency dependence of voltage

conversion gain (Gc) at Rx mode [7].

以下の特性が得られている．

4.

む す び

コグニティブ無線への適用可能なマルチバンド・マ ルチモード送受信Si-RFICの技術動向について述べ た．これまでは，携帯電話や無線LANなど特定の用 途に対するマルチバンド化，マルチモード化が進め られてきたが，異種のワイヤレスサービスにまたが り通信を行うことのできるコグニティブ無線機用に検 討すると，現時点での実現という条件では，送受信と もにダイレクトコンバージョン方式が好ましいことが 明らかになった．次いで，送受信ともにダイレクトコ ンバージョン方式を前提として，高周波部の全体構成 検討と，RFICに集積化可能なブロックの検討を行っ た．送信/受信のフロントエンド部や，局部発振器な ど，広帯域で高いQ値の特性が必要なブロックに関し ては，信号経路切換方式，またはMEMSなどを用い たチューナブル回路が期待されるが，その他のブロッ クについては，SiGe-HBTを用いたRFICへの集積 化が可能と考えられる． コグニティブ無線用マルチバンド・マルチモード送 受信Si-RFICの一例として，直交変調器，直交ミクサ， LO信号切換回路を0.18µm SiGeBiCMOSプロセス を用いて1チップに集積化した開発例を示した．本 Si-RFICは，0.4∼5.8 GHzの任意の周波数で動作し，か つ，それぞれの周波数帯で，W-CDMAや無線LANな どの送受信が可能である．実際の用途を想定した変調信 号評価の結果，0.4 GHzのUHF帯のアプリケーション

表 4 コグニティブ無線用マルチバンド・マルチモード送受信 Si-RFIC の評価結果 [7] Table 4 Evaluation results of multi-band multi-mode Si-RFIC transceiver for

cog-nitive radio [7]. The evaluation was done under the condition of 0.4 GHz UHF applications (OFDM/16QAM), 0.8/2.0 GHz W-CDMA (QPSK) and 5.2 GHz/5.8 GHz Wireless LAN (OFDM/64QAM).

(OFDM/16QAM)，0.8 GHz/2.1 GHzのW-CDMA （送信：HPSK，受信：QPSK），5.2 GHz/5.8 GHzの 無線LAN (OFDM/64QAM)のいずれの条件におい ても，送信時EVM 2.7%rms以下，受信時2.8%rms 以下の変復調特性が得られている． 今後，フィルタなどの周波数可変特性をもつRFデ バイスの実現と，これらのブロックを含めたSi-RFIC への集積化が望まれるとともに，ダイレクトサンプリ ングなどの新しい受信方式の適用も考えていく必要が ある． 文 献 [1] 情報通信審議会新世代モバイル委員会，“新世代移動通信 システムの将来展望，”諮問第 121 号，pp.58–65, June 2001.

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（平成 20 年 5 月 12 日受付，7 月 2 日再受付） 末松 憲治 （正員） 昭 60 早大・理工・電子通信卒．昭 62 同 大大学院博士前期課程了．同年三菱電機 （株）入社．以来，衛星通信，業務無線，携 帯電話などの移動体通信端末用途の GaAs 及び Si 系マイクロ波半導体回路及び送受 信機の低ひずみ化技術の研究・開発に従事． 平 4∼5 英国リーズ大学客員研究員としてマイクロ波半導体デ バイスシミュレーションの研究に従事．平 20∼東北大学電気通 信研究所客員教授．平 2 年度本会篠原記念学術奨励賞．平 14 電気科学技術奨励賞（オーム技術賞）．現在，同社情報技術総 合研究所光・マイクロ波回路技術部システム IC チームリーダ． 博士（工学）．IEEE シニア会員．電気学会，応用物理学会各 会員． 原田 博司 （正員） 平 7 阪大・工・通信博士後期課程了．同 年郵政省通信総合研究所（現 独立行政法 人情報通信研究機構 (NICT)）入所．以来 ディジタル信号処理を用いた移動通信技術， ソフトウェア無線技術，コグニティブ無線 技術，ミリ波 WPAN システムの研究，開 発，標準化に従事．平 8∼9 オランダ・デルフト工大，ポスト ドクトラルフェロー．平 17 本会業績賞．平 17∼19 ソフトウェ ア無線研究専門委員会専門委員長，平 18∼電気通信大学客員教 授，平 19∼米国ソフトウェア無線 (SDR) フォーラム，Board of Directors，平 20∼IEEE SCC41 (1900) Vice Chair，平 20∼IEEE1900.4 Vice Chair．現在，NICT，新世代ワイヤ レス研究センター，ユビキタスモバイルグループ，グループ リーダ．