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AN-6224

FAN6224 を応用したフライバックおよびフォワードコンバーター 同期整流回路

概要

FAN6224は二次側に接続されるMOSFETをドライブし効率を

改善する二次側同期整流（SR）コントローラーです。連続モード

（CCM）、不連続モード（DCM）、そして擬似共振型それぞれの フライバックコンバーターへの応用に適しています。図 1、および 図 2に示すように、ハイサイド、ローサイド両方の整流方式に適用 可能であり、更に、図 3に示すように、フォワード及びデュアルフ ォワードコンバーターへの応用も可能です。

SR MOSFETは直線的にタイミングを予測する制御（ linear- predict timing control）によってオフし、その動作原理は電圧-

時間バランス法則に基づいています。 この制御アルゴリズムは 図 1に示すように二次巻線に発生する電圧と出力電圧を検出す ることで実現されます。この方法ではセンス抵抗を用いる必要が なく効率が改善します。加えて、MOSFETのオン抵抗に影響さ れないため、柔軟にMOSFETの選択ができます。

SR MOSFETをドライブするためには同期整流コントローラーの

基準グランドをMOSFETのソース端子に接続することが必要で す。ローサイド整流の場合、基準グランドは出力グランドと同じで、

ハイサイド整流の場合、基準グランドはフローティングとなります。

ハイサイド整流では出力グランドにスイッチングデバイスが接続さ れないため、ローサイド整流に比べEMI特性が優れています。

FAN6224は140KHzを上限として、固定及び可変スイッチング

周波数双方のシステムで動作することが可能です。

無負荷及び軽負荷時には効率を改善するためグリーンモード動 作に移行します。グリーンモード時、FAN6224はスイッチングを 停止し動作電流を低減してスイッチング損失を削減します。デザ インの柔軟性を高めるため、グリーンモード動作に移行する負荷 レベルはRP端子に接続される外部抵抗により調整可能になって います。

このアプリケーションノートではFAN6224を用いたフライバックお よびフォワードコンバーターの設計手順について述べ、フライバ ック・ハイサイド整流の設計例を提示します。また、トラブルシュー ティングの方法を説明し、更に、プリント基板レイアウトのガイドラ インを提供します。

VIN

Q₁

VDD RES

AGND GND LPC

VOUT

FAN6224 R₁

R₂

R3 GATE

8

3 5

7 6 4

Q2

R₄

I

SR

V

DET

V

LPC

V

RES

1

RRP

CRP

RP N1 N2

図 1. ローサイド・フライバックコンバーター 標準アプリケーション回路

I_SR

VDET

VLPC

VRES

VOUT

VIN

Q1

N1 Q2

N2

N3

VDD RES

AGND GND

LPC FAN6224 R3

R4

R1 GATE

8 3 5 7

6 4

R2 1

RRP

CRP

RP

図 2. ハイサイド・フライバックコンバーター 標準アプリケーション回路

VDD RES

AGND GND LPC

VOUT

VIN

FAN6224 R1

R2

R3

Q1

GATE

8

3 5

7 6 4 Q3

R4

Q2

1 RRP

RP CRP

VLPC VRES

VDET

ISR

N1 N2

図 3. デュアルスイッチ・フォワードコンバーター 標準アプリケーション回路

日本語参考資料

外部コンポーネントデザイン

IC パワーサプライ

ローサイド整流の場合、出力(VOUT

)からFAN6224の電源電圧を

供給することが可能です。図 1に示すように、VDD端子はVOUTに 直接接続されています。VDDの動作範囲は11.5V～26Vの間な ので、定格出力電圧がこの範囲外であるか、または、FAN6224 をハイサイド整流アプリケーションで使用する場合にはFAN6224 に電源を供給するための補助巻線（N3）が必要になります。その 場合出力電圧Voutは補助巻線に伝達され、VDD は以下の式で 与えられます：

3 2

DD

N

OUT

V V

 N  .

(1)

したがってN3 及びN2 はVDDの動作範囲を満たすように十分考 慮して設計する必要があります。

動作周波数

FAN6224は異なる周波数範囲での動作に対応可能で、動作周

波数範囲はRP 端子に接続するコンデンサー(CRP

)の値を変化さ

せ調整することができます。周波数の低いシステム(100kHz以 下)ではCRPに10nFを、また、高い周波数のシステム(100kHz～

140 kHz)ではC

RPに1nFを使用することを推奨します。

ローサイド同期整流フライバックコンバーター

図 1に示すようにLPC及びRES端子に接続される抵抗値はリニ ア予測タイミング制御が正しく動作するように設計する必要があり ます。４本の抵抗値を決める際、最初にLPC側から設計を始める ことを推奨します。まずLPC抵抗比(RatioLPC

)を選択し、適正な LPC動作範囲を決めます。その後Ratio

LPCを基にR1及びR2の 値を決め、次に電圧スケールダウン定数(K)を設定します。すると、

RES抵抗比(Ratio

RES

)を得ることができます。最後にRatio

RESを 基にR3及びR4を決めて、抵抗値の設計は終了です。図 4にロ ーサイド整流のタイミングダイヤグラムを示します。ブランキング期 間(tLPC-EN)を経過した後、LPC電圧(VLPC

)

がVLPC-EN

(V

LPC- HIGHの87.5%)より高い場合、SRゲート出力は待機しています。

LPC電圧がV

LPC-TH-HIGH

(1.22 V)を下回ると、SRコントローラー

は ゲ ー ト 信 号 を 出 力 し ま す 。 制 御 ア ル ゴ リ ズ ム か ら 、

SR MOSFETをオンにするにはV

LPC-ENがVLPC-TH-HIGH 以上である ことが必要です。従って ：

22 1 875

0 .  V

_LPCHIGH

 . (2)

誤差を考慮して、

54

 1.

HIGH

V

LPC

(3)

N

1

と N

2 の巻線比を以下のように定めます：

2 1 1

N

n  N (4)

また、

LPC

抵抗の比を次のように定義します：

2 2 1

R R Ratio

_LPC

R 

 (5)

最低入力電圧(VIN.MIN

)

と巻線比から 式(3)は以下のように書き 換えられます：

54 1 1

1

.

  .



 



 



^INMIN _OUT

LPC

n V V

Ratio ⁽⁶⁾

V_DET

Primary MOSFET V_GS

Synchr onous Rectifier MOSFET

V_LPC

V_IN/n1+V_OUT Body diode of

SR MOSFET Body diode of SR MOSFET

VLPC-TH-HIGH

V_LPC-HIGH

V_RES

VRES-EN tLPC-EN

HIGH

VLPC

0.875VLPC-EN =_

図 4. FAN6224 ローサイド同期整流

QRフライバックコンバーター 標準動作波形

一方、LPC端子のリニア動作範囲は4.8 V以下であることから：

8 1 4

1

.

  .



 



 



^INMAX _OUT

LPC

n V V Ratio

.

(7)

ここで、V_IN.MAX

は最大入力電圧です。従って、適切なRatio

_LPC を選ぶことで式(6)及び式(7）を満足させる必要があります。

式(6)と式(7)を結合し、FAN6224の適用範囲はシステムパラメー ター、n1、VIN.MAX、VIN.MIN、及びVOUT が以下の式を満足する 時に限ります。

8 4 54

1

1 1

. .

.

.

 

 



 

 



 





^INMIN



_OUT ^INMAX

V

_OUT

n

V V n V

(8)

従って、設計の初期段階でシステムパラメーターが式(8)を満足し ているか確かめてください。もし式(8)を満足しない場合、上記パ ラメーターのいくつかを再設計する必要があるでしょう。

ローサイドアプリケーションの場合、R2は12 kかそれより大きく してください。図 4に示すように、二次側に電流が流れ始める時、

MOSFETのドレイン-ソース電圧(V

DS

)は負になります。負電位に

よるLPC端子の損傷を防ぐため、VLPCがVLPC-SOURCE

(0.1 V)以

下になると内部回路がLPC 端子に電流をソースします。 従って、

R

2が小さ過ぎるとLPC端子をクランプできなくなります。 抵抗値

SR MOSFET

ボディダイオード SR MOSFET ボディダイオード

AN-6224

R

2が決まると、R1の値は、適切なRatioLPCを選び、式(5)により計 算できます。実際には初期値として、考えられる

Ratio

LPCの最大 値を選んでください。

正しくレイアウトされていないプリント基板が原因で、LPC端子に 重度のノイズ干渉が発生している場合には、小容量のセラミックコ ンデンサー(約10 pF～22 pF)をLPC端子‐グランド間に接続し て下さい。

R

3及びR4を求めるには、まずRESとLPC端子間の電圧スケール ダウン比(K)を考慮に入れる必要があります。Kを以下のように定 義します：

LPC RES

Ratio

K  Ratio (9)

ここで：

3 4

4 RES

R R

Ratio

R

  ₍₁₀₎

SR MOSFETは内部のタイミングコンデンサーC

T

が完全に放電

されるとオフするように設計されていて、Kの値が3.9の時、CT コ ンデンサーの放電時間、tCT.DIS、はインダクター電流の放電時間、

t

L.DIS、と同じになります。従ってインダクター電流がそのクロック

サイクルにおける初期値に達した時点でSR MOSFETはオフし ます。しかし、必ずtCT,DISがtL,DISよりも短くなるようにしてオーバ ーラップを避けなければならない為、スケールダウン比(K)は分 割抵抗の精度と内部回路を考慮して3.9より大きくしてください。

標準的にKの値は4.2 ～4.7に設定します。

スケールダウン比が決まった後は、既にRatioLPCを求めているの で、式(8)よりRatioRESを求めることができます。RatioRESも同様 に、RES端子のリニア動作領域（電圧範囲：2~4.8 V)を満足する 必要があります。即ち、以下の条件を満足させてください。

8 4

2   .

RES OUT

Ratio

V (11)

式(6)、(7)、及び(11) の間で、矛盾するようであれば、パラメータ ー（n1、VIN.MAX、VIN.MIN、VOUT）のいずれかを微調整する必要 があります。R3及びR4の抵抗値を求める際、ローサイドアプリケ ーションの場合はRES端子が負電位になる問題がないため、R4

を数10kΩと決め、次にR3の値を式(10)から求めることができま す。

ハイサイド同期整流フライバックコンバーター

R

1及びR2によって検出されるドレイン-ソース間電圧は双方のア プリケーションで同じであるため、ハイサイドアプリケーションで

LPC端子に接続される抵抗分圧回路（R

1及びR2）の設計方法は ローサイドの場合と同じです。即ちFAN6224を用いてハイサイド

MOSFETをドライブするには式(6)及び(7)を満足する必要があり

ます。

しかし、RES端子に関する分圧回路(R3及びR4

)の設計では二次

巻線

(N

2

)

と補助巻線

(N

3

)

の比を考慮する必要があります。巻線 比を次のように定義します：

3 2 2

N

n  N (12)

これに従い、式(9)を書き換えると：

RES LPC

Ratio n

Ratio K  

2

(13)

R

3とR4

は直接出力電圧を検出するのではなく、補助巻線に発生

する電圧を検出することになります。従って、式(11)を変形して：

8 4 2

2

 .

 

RES OUT

Ratio n

V (14)

ハイサイドアプリケーションでは、RES端子に発生する負電圧を クランプするため、R4

には27 k、かそれより大きい値を推奨しま

す。図 5 に示すように、一次側MOSFET(Q1

)がオンした時、N

3

両端の電圧(VN3

)は負になります。分圧回路が接続されるRES端

子の電圧(VRES

)も同様に負です。負電圧によりICが損傷を受け

な い よ うVRESがVRES-SOURCE

(0.2 V)

以 下 に な る と 内 部 回 路 が

RES端子に電流をソースします。従って、R

4が小さ過ぎると、

RES端子をクランプできなくなります。 R

4

の値が決まるとR

3

は式 (10)より求めることができます。

V_OUT V_DET

V_IN/n1 Primary MOSFET V_GS

Synchr onous Rectifier MOSFET

V_LPC

V_IN/n1+V_OUT Body diode of

SR MOSFET Body diode of SR MOSFET

VLPC-TH-HIGH

VLPC-EN

VLPC-HIGH

V_RES

VRES-EN

V_N3

RES OUT

Ratio V n2

VOUT

n2 VIN

n3

図 5. FAN6224 ハイサイド同期整流

QRフライバックコンバーター 標準動作波形

SR MOSFET

ボディダイオード SR MOSFET ボディダイオード

RES OUT

Ratio n

V

2

n2

VOUT

フォワード / デュアルスイッチフォワード・

コンバーター

デュアルスイッチ・フォワードコンバーターにFAN6224を応用し た標準的なアプリケーション回路を図 3に示し、主要な部分の波 形 を 図

6

に 示 し ま す 。 一 次 側MOSFETが オ ン す る と 、

SR MOSFETの両端に発生する電圧V

DET は次の式で求まります。

n

1

V

_DET

 V

^IN

(15)

ここで n₁

はN

₁

とN

₂

の間の巻線比で式(4)と同じです。 V

_DET

の

値はフライバックアプリケーションの場合とは異なるので、 式(6) 及び (7) は以下のように書き換えられます：

. 1 IN MIN

1.54

LPC

V

Ratio n 

 ⁽¹⁶⁾

. 1 IN MAX

4.8

LPC

V

Ratio n 

 ⁽¹⁷⁾

R

2の抵抗値はここでも12 kΩ、またはそれより大きい値にすること を推奨します。フライバックアプリケーションの時とほぼ同様に設 計を進めていきます。即ち、最初に最大と考えられるRatioLPCを 決め、次に式(5)によりR1を計算します。次に、デッドタイムを考慮 して適切なスケールダウン比(K)を4.2～4.7の間で決めます。そ の後、式(8)に従ってRatioRESを計算し、その結果が式(10)を満 足するようにします。 最後にR4 の値を数10kΩ程度となるように 決め、式(9)によりR3

を求めることができます。

V_DET

Primary MOSFET V_GS

Synchr onous Rectifier MOSFET

V_LPC

V_IN/n₁ Body diode of SR MOSFET

Body diode of SR MOSFET

Primary MOSFET

V_RES

VRES-EN tLPC-EN

VLPC-TH-HIGH

V_LPC-HIGH VLPC-EN

図 6. FAN6224 フォワードコンバーター標準動作波形

グリーンモード

FAN6224は軽負荷及び無負荷時には効率を改善する為グリー

ンモード動作となり、SR MOSFETのスイッチングは停止します。

図 7に示すように負荷が軽くなるに従いインダクター電流及び内 部コンデンサー(CT

)の放電時間は短くなります。 コンデンサーC

T

の放電時間(tCT,DIS

)が3サイクル以上連続してt

GREEEN-ONより短く なると、SRコントローラーはグリーンモードに移行し、動作電流は

300 μAに低減します。

IM

SR Gate

1.9µs~4.4µs 3 Times

Green Mode Normal Mode

1.9µs~4.4µs 1.9µs~4.4µs t

t

図 7. グリーンモード移行時 タイミングダイアグラム 逆に、コンデンサーCTの放電時間が

15サイクル以上連続して t

GREEN-OFF

を上回った場合、SR コントローラーは図 8に示すよう

にグリーンモードから抜けて通常動作（ノーマルモード）に戻りま す。

t IM

SR Gate

3.3µs~5.9µs

……

15 Times

Green Mode Normal Mode

3.3µs~5.9µs

3.3µs~5.9µs

t

図 8. 通常動作復帰時 タイミングダイアグラム

設計に柔軟性を持たせるため、tGREEN-ON及びtGREEN-OFFは外部 抵抗RRPにより調整可能です。RRPの抵抗値と

t

GREEN-ON及び

t

GREEN-OFF

との関係式を以下に示します：

4 0 02

0 .   .

ON



RP

GREEN

R

t ₍₁₈₎

34

 1.



_

OFF GREEN ON

GREEN

t

t ₍₁₉₎

図 9の特性カーブが示すように、RRPの抵抗値の最小値、最大値 はそれぞれ75kおよび200kです。個々のRRP抵抗値は一組 の tGREEN.ON

及び t

GREEN.OFFに対応しています。

SR MOSFET

ボディダイオード SR MOSFET ボディダイオード

グリーンモード ノーマルモード

グリーンモード ノーマルモード

AN-6224

1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5

50 70 90 110 130 150 170 190 210 230 t

GREEN-ON

t

GREEN-OFF

R

_RP

(kΩ) t

CT.DIS

( m s )

図 9. RRP

によるt

GREEN-ON および tGREEN-OFFの可変範囲

R

RPの抵抗値を決める際は、最初にグリーンモードに入る負荷を 決め、次にtGREEN-ONを測定し、その後、式(17)でRRPの値を求め ます。実際には、設計を最適化するために、尐なくとも2種類の効 率カーブを測定、比較する必要があります。一方はRRPの最小値

(75kΩ)を使い、他方は最大値(200kΩ)を使います。そこで得ら

れた二つのカーブが交差する点が最適化されたグリーンモード に入る負荷条件になります。二つのカーブが交差しない場合、

75kΩ 及び200kΩのいづれかが最適な抵抗値となります。

ハイサイド同期整流フライバックコンバーター 設計例

Step 1. システムパラメーターの設定



^{入力最大電圧}

V

IN.MAX：373 V



入力最小電圧

V

_IN.MIN： 86 V



^出力電圧

V

OUT： 19 V



一次側巻線数

N

1： 38 ターン



二次側巻線数

N

2： 8 ターン



^巻線比

n

1： 4.75

 V

_IN.MAX、V_IN.MIN、n₁、およびV_OUT

を式(8)に代入：

8 4 75 19 4

373 54

1 75 19 4

86

. . .

. 



 



 



 

 



 

従って、FAN6224をこのシステムに応用することが可能です。

Step 2. 補助巻線数N

₃

を求める:

V

DD を11.5 V ～26 Vの間に設定します。ここでは、15Vとし、式

(1)から以下のようにN

3が求まります：

2

3 ^DD

6.3

OUT

V N

N V

  

従って、N3は6ターンとします。

Step 3. Ratio

LPCの動作範囲を求める:

Ratio

LPCの最大値は式

(6)

より次のように求まります：

1 54 24

1

1

.

.

.







OUT MIN N I

LPC

n V V Ratio

Ratio

LPCの最小値は式(7)より次のように求まります：

9 8 16

4

1

.

.

.







OUT MAX IN

LPC

n V V Ratio

Ratio

LPCを23.5とします。実際には、RatioLPCの値を、その最大 値に近い値に設定して設計を始めてください。 求めたRatioRES

が、この先のステップで動作領域をオーバーする場合、再びこの ステップに戻りRatioLPCを再考します。

Step 4. 抵抗値 R

₁

を求める:

抵抗値がLPC 端子の電位をクランプするのに十分大きい値であ るとして、最初は抵抗値R2を12kΩにします。R1は式(5)より、次の ように求められます：

 

1 2 _LPC

1 270 k

R  R  Ratio   

Step 5. Ratio

RES

を求める：

まず、4.2～4.7の間で適切なスケールダウン比(K)を設定します。

デッドタイムの調整を踏まえて設定しますが、後に微調整すること が可能です。ここでは、4.11に設定し、RatioRESは式(12)により 次のように求められます：

2

23.5 4.3

1.33 4.11

LPC RES

Ratio Ratio

n K

  

 

次にRatioRES が式(14)を満足するかチェックします。動作範囲と 合わない場合には、Step3に戻り、RatioLPCの設定をやり直しま す。ここでは：

8 4 32 33 3 1 3 4 2 19

2

. . .

.  

 

 

n Ratio

V

RES OUT

となって、結果は条件を満たしています。

Step 6. 抵抗値 R

₃

を求める

その値がRES端子の電位をクランプするのに十分であるとして、

最初に抵抗R4の値を27 kΩに設定します。 次にR3の値は式(10) から、次のように求められます：

 

3 4 _RES

1 89.1 k

R  R  Ratio   

最終的にR1

, R

2

, R

3

, およびR

4

が全て算出されました。デッドタイ

ムをチェックして、4個の抵抗値を確定します。デッドタイムの微調 整は次の項で説明します。

トラブルシューティング

デッドタイムの微調整

SRデッドタイムが大きすぎる場合、R

1の値を小さくするか、R2の 値を大きくします。 いずれの場合も、図 10に示すように、VLPCの 値が上昇し、コンデンサーCTの放電時間(tCT.DIS

)が長くなり、デ

ッドタイムが減尐します。VLPCを大きくする際、式(7)を満足する必 要があることにご注意ください。

VCT

t Increased

VLPC

Original Dead-Time VGS

t VGS

t Decreased Dead-Time tCT.DIS

図 10. SR デッドタイムの減少

逆に、SRデッドタイムが小さすぎる場合、R3の値を小さくするか、

R

4の値を大きくしてください。いずれの場合も、図 11に示すよう に、VRESの値が上昇し、コンデンサーCTの放電時間(tCT.DIS

)が

短くなり、デッドタイムが増加します。VRESを増加させる際、式

(14)を満足する必要があることにご注意ください。

tCT.DIS

Increased VRES

VCT

t

Original Dead-Time VGS

t VGS

t Increased Dead-Time

図 11. SR デッドタイムの増加

FAN6224がグリーンモードに移行できない

グリーンモードに移行する負荷条件は

SR

のオン時間によって決 まり、それはRRPによって調整できます。 FAN6224がグリーンモ ードに移行しない場合、RRPの抵抗値を大きくしてください。負荷 が軽くなるに従いSRオン期間が設定されたtGREEN-ONより短くな るため、コントローラーはグリーンモードに移行します。

SRが スイッチング動作をしない

最初にVDD動作電圧が11.5 V～26 Vの間にあるか確認してくだ さい。 次に、式(3)にあるように、VLPC-HIGHが1.54 V以上であるこ とをチェックしてください。 更に、SR MOSFETまたは、そのボデ ィダイオードが導通している時、VRESが2 V以上であるか確かめ てください。 最後に、FAN6224がグリーンモードで動作していな いことを確認してください。

SR がしばらくの間スイッチ動作をした後 シャットダウンし、

これを繰り返す

定常負荷動作ではSRスイッチはリニア予測タイミング制御に従っ てオン/オフを定期的に繰り返します。しかし、過渡的に負荷が変 化する状態ではインダクター電流の充電と放電が常にバランスし ているわけではありません。 従って、FAN6224は、電圧-時間バ ランスが崩れた場合オーバーラップを防止する為、LPC-パルス 幅延長および短縮保護、ゲートパルス幅制限、フォールトタイミン グ保護、 RES電圧ドロップ保護、そしてLPC及びRES端子オー プン/ショート保護等、様々な保護機能を備えています。 これらの 保護機能のどれかがトリガされるとFAN6224は即座にSRスイッ チングを停止し、異常状態が取り除かれた後に正常状態に戻りま す。より詳細な説明に関してはデータシートをご覧いただき、これ ら保護回路のいずれかが定常負荷動作時にトリガされるかどうか ご確認ください。

AN-6224

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プリント基板レイアウト

図 12及び図 13にFAN6224をローサイドおよびハイサイドシス テムに応用した場合の回路図を示します。優れたPCBレイアウ トは効率の向上、EMIの低減に寄与し、電源がサージ/ESDテ ストにより影響を受けるのを防ぎます。

IC 側:

 LPC

お よ び

RES端 子 に 対 す る 基 準 グ ラ ン ド は 直 接 IC GND に接続にして下さい。(trace 1)

 GNDおよびAGND端子は太く短い配線、或いは大きな面

積で共に結合させてください。 (trace 2)

 C

VDDの基準グランドは直接GND端子およびAGND端子に 接続し(trace 3)、その後、出力グランドと接続します。(trace

4)。

 LPCおよびRES端子への配線は磁気部品から離すように

してください。

システム側:



二次側のパワーループとなるtrace 5 の配線はできるだけ 太く短くしてください。

 Y-

キャパシタ ーは 直接出力のグランドに接続し ま す 。

(trace 6)

1 2

C

VDD

V

IN

Q

₁

VDD RES

AGND GND LPC

V

OUT

FAN6224 R

1

R

2

R

3

GATE

8

3 5

7

6 4

Q

2

R

4

I

SR

V

_DET

V

_LPC

V

RES

1

RRP

CRP

RP

N

1

N

2

Y-CAP

6

3 5

1

4

図 12. ローサイドシステム レイアウトガイドライン

1 2 3

5

1

I

SR

V

_DET

V

_LPC

V

_RES

V

OUT

V

IN

Q

1

N

1

Q

2

N

₂

N

3

VDD RES

AGND GND

FAN6224

LPC

R

3

R

4

R

1

GATE

8 3 5

7

6 4

R

2 1

RRP

CRP

RP

Y-CAP

6

図 13. ハイサイドシステム レイアウトガイドライン

© 2012 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com

Rev. 1.0.2 • 9/13/13 8

設計例

この項ではFAN6756を使用した65W(19V/3.42A)ACアダプタ ーの設計例を紹介します。回路図を図 14に示します。システムス ペックを基に、全ての重要部品および測定結果を掲載しています。

表 1. システムスペック

入力

入力電圧範囲

90~264 V

AC

ライン周波数範囲

47~63 Hz

出力

出力電圧 (Vo

) 19 V

出力電力 (Po

) 65 W

デザインガイドラインを基に、主要パラメータの設計値を表 2にま とめて示します。

表 2. 主要システムパラメーター

PWMステージ

PWM トランス一次側巻線数(N

P

) 38 ターン

PWM トランス二次側巻線数(N

S

) 8 ターン

PWM トランス補助巻線数(N

AUX1

) 7 ターン

PWM トランス補助巻線数(N

AUX2

) 6 ターン

PWM トランス巻線比(n) 4.75

一次側インダクタンス (LP

) 510 µH

スイッチング周波数 (fs

) 65 kHz

2 3 4

7 6 5 FB NC HV

VDD SENSE RT FAN6756 1GND GATE 8 VAC

CIN2

DBD 2KBP06M

120mF CIN1

S1M S1M

RHV1 100k

CFB 1nF

DZDSN P6KE150A

DSN FR107

DVDD1

CVDD1 47mF

1N4935 0.33mF

RG 20

RSENSE 0.176

RLPF 100

CLPF 0.47nF RRT

5.6k

RNTC 100k

RO1

RO2 200k

30k

KA431

RD

RF CF 4.7k 2.2nF

1.2k

510mHTF1

PC817A Q1

FQPF7N65C CY

0.22nF

RHV2 100k

RGS 4.7K

VDD

RES

AGND GND

LPC

FAN6224M RRES1

RRES2

RLPC1 GATE

8 3 5

7

6 4

RLPC2 1

RRP

CRP RP

23.5Ω RSN

1nF CSN

CVDD2 10µF

88.7kΩ

27kΩ

10nF 120kΩ

12kΩ 270kΩ

+

- VO

CO1 CO2

LO

1000mF 470mF 1.6mH DHV1

DHV2

NP 38T

NAUX2 6T

NS 8T

NAUX1 7T IC1

IC2

IC3

IC4

DVDD2

Q2

DRES BAT86 S1B

FDP083N15A

図 14. 完成回路図

AN-6224

© 2012 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com

表 3.

部品表

品番 値 備考 品番 値 備考

抵抗

C

VDD1

47 µF 50 V

R

D

1.2 k 1/4 W C

VDD2

10 µF 50 V

R

F

4. 7k 1/8 W C

Y

0.22 nF Y-CAP

R

G

20  1/4 W

ダイオード

R

GS

4.7 k 1/4 W D

BD

2KBP06M

R

HV1

100 k 1/4 W D

HV1

S1M

R

HV2

100 k 1/4 W D

HV2

S1M

R

LPC1

270 k 1/8 W D

RES

BAT86

R

LPC2

12 k 1/8 W MOSFET

R

LPF

100  1/8 W D

SN

FR107

R

NTC

100 k D

VDD1

1N4935

R

O1

200 k 1/8 W D

VDD2

S1B

R

O2

30 k 1/8 W D

ZDSN

P6KE150A

R

RES1

88.7 k 1/8 W Q

1

FQPF7N65C

R

RES2

27 k 1/8 W Q

2

FDP083N15A

R

RP

120 k 1/8 W

インダクター

R

RT

5.6 k 1/4 W L

O

1.6 µH

R

SENSE

0.176  1 W IC

R

SN

23.5  1/2 W IC

1

FAN6756A

コンデンサー

IC

2

FAN6224M

C

F

2.2 nF IC

3

FOD817A

C

FB

1 nF IC

4

KA431AZTA

C

IN1

0.33 µF X-CAP

C

IN2

120 µF 400 V

C

LPF

0.47 nF

C

O1

1000 µF 25 V

C

O2

470 µF 25 V

C

RP

10 nF

C

SN

1 nF

図 15に、19V/65Wの評価ボードを100%負荷(3.42A)で動作さ せた場合のテスト波形を示します。

SR

ゲートはリニア予測タイミン グ制御に従ってオフし、一次側と二次側のMOSFETの間でデッ ドタイムを保ちます。

図 15. テスト動作波形100% 負荷

図 16に、19V/65W評価ボードを25%

負荷で動作させたときの テスト波形を示します。リニア予測タイミング制御が適正に動作し、

SR MOSFETをオフさせて一次側MOSFETがオーバーラップ

するのを防いでいます。

図 16. テスト動作波形 25% 負荷

図 17および図 18に軽負荷から重負荷、重負荷から軽負荷へ変 化する時のテスト波形をそれぞれ示します。一次側と二次側の

MOSFETの間でオーバーラップは存在していません。

図 17. テスト動作波形 負荷変動時

(軽負荷 ⇒ 重負荷)

図 18. テスト動作波形 負荷変動時

(重負荷 ⇒ 軽負荷)

関連資料

FAN6224 — Synchronous Rectification Controller for Flyback and Forward Freewheeling Rectification

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